книги из ГПНТБ / Медников, В. А. Высоковольтные модулированные униполярные генераторы

транзисторов типа П20-~П21. Для их эффективной работы необ­ ходимо обеспечить одинаковые потери в каждом триоде. При от­ сутствии дополнительных элементов в коллекторных цепях парал­ лельно соединенных транзисторов равенства потерь обусловлива­ ется равенством коллекторных токов. В линейных усилителях выравнивание токов достигается двумя методами: подбором тран­ зисторов с одинаковой крутизной переходной характеристики / к=

дого транзистора (рис. 3.6).

Анализ этой схемы показывает, что более всего на неравномер­ ность тока влияет крутизна переходной характеристики !и совер­ шенно не влияет коэффициент усиления транзистора по току В.

Однако включение Дэ ведет к дополнительным потерям энер­ гии, что снижает экономичность устройства.

Если R3= 0 и ЯбфО, то в этом случае неравномерность токов будет обусловлена различием коэффициента усиления по току и крутизной переходной характеристики, которая может оказаться больше, чем без дополнительных сопротивлений.

70

Полная нестабильность тока коллекторов для этой схемы мо­ жет быть выражена зависимостью

ков, все же мало пригодно для мощных каскадов, так как это ве­ дет к дополнительным потерям энергии и удорожанию конструк­ ции, снижает ее технологичность изготовления. Это связано с тем, что необходимо производить монтаж большого количества сопро­ тивлений (величиной в единицы или доли ом), которые не выпус­ каются промышленностью в малогабаритном исполнении. Поэто­ му наиболее целесообразно применять сортировку полупроводни­ ковых триодов по крутизне переходной характеристики с разбив­ кой на группы и тем самым избежать включения дополнительных элементов в цепи транзисторов. ,

Способ параллельного соединения полупроводниковых триодов можно применить и к группам транзисторов (рис. 3.7). Здесь осуществлена обратная связь для тех полупроводниковых трио­

ной схемы, без потери технологичности изготовления.

Из вышесказанного следует* что путем параллельного соеди­ нения маломощных полупроводниковых триодов и рассосредоточения переходов можно создать «батареи» со статическими и ди­ намическими характеристиками, значительно превосходящими па­ раметры существующих мощных транзисторов, что дает возмож­

71

Rs

s)

Ugx

Рис. 3.9. Схема формирования импульсов

управления усилителем мощности

Рис. 3.10. Принципиальная схема импульсного

усилителя мощности

J

полупроводникового триода синусоидального напряжения в цепи коллектора появляется" ток в виде импульсов одной полярности. Напряжение Е\ и резистор RH необходимо, выбирать так, чтобы транзистор работал в активной области, но близко к насыщению. Для исключения погрешности измерения тока коллектора за счет изменения его формы вследствие нелинейности входной характе­ ристики транзистора в схеме предусмотрена возможность измере­ ния его амплитудного значения. Для этой цели служит конденса­ тор Сф, который заряжается до Максимального значения напря­ жения на резисторе Ru, что будет соответствовать амплитудному значению тока.

Практически подбор триодов для параллельного включения производится следующим образом. Входное напряжение увеличи­ вают до тех пор, пока ток коллектора не достигает заданной ве­ личины. Все триоды разбиваются на группы по величине входно­ го напряжения, причем внутри группы может быть допущен раз­ брос порядка 5-4-7%. Для более надежной работы триодов необ­

фронтов импульсов выходного каскада. Для получения минималь­ ной длительности фронтов выходных импульсов необходимо базы транзисторов питать напряжением остроконечной формы (рис. 3.9 а). Такая форма импульсов может быть получена из пря­ моугольной (рис. 3.9 б) с помощью дифференцирующей цепи, со­ стоящей из емкостей, соединенных параллельно базовым резистором.

Полная схема выходного каскада мощного импульсного усили­ теля приведена на рис. 3.10. Ее можно представить в виде трех составных частей: многообмоточного импульсного трансформато­ ра Тр1 и двух одинаковых импульсных усилителей, необходимых для работы схемы в двухтактном режиме. Так как усилители идентичны, рассмотрим один из них.

Транзисторы Г2 и 1( представляют собой батареи по ппар па­ раллельно соединенных маломощных транзисторов типа П20, в це­ ни баз которых включены мощные конверсионные полупроводни­ ковые триоды Т1 и Г3. Батареи транзисторов каждого плеча сое­ динены между собой параллельно с использованием выравниваю­ щих сопротивлений в цепи эмиттеров и баз. В цепи баз включены резисторы Ri и Л?2, в качестве эмиттерных сопротивлений исполь­ зуется активное сопротивление обмоток импульсного трансформа­ тора Тр1. Для получения оптимального импульса тока баз бата­ рей транзисторов применены форсирующие емкости С\ и С2, осу­ ществляющие необходимое дифференцирование входного сигнала прямоугольной формы.

Нагрузка импульсных усилителей разделена на две части. Од­ на часть включена в цепи эмиттеров батарей транзисторов, дру­ гая — в цепи коллекторов. Коллекторная часть обмотки обеспечи­ вает необходимое напряжение на переходе коллектор-эмиттер

73

управляющих транзисторов Тх я Т3, обеспечивая тем самым их ра­ боту в активной зоне при насыщенном режиме работы мощных батарей. %

Следует отметить, что конверсионные транзисторы не выдержи­ вают кратковременных перенапряжений обратно смещенного пе­ рехода база-эмиттер, поэтому в схему включены диоды Dx и Da, исключающие возникновение обратных напряжений на переходе база-эмиттер этих транзисторов. Кроме того, диоды осуществляют

хода база-эмиттер транзисторов. Положительное смещение надеж­ но запирает батареи при отсутствии входного сигнала, что увели­ чивает надежность работы схемы.

Надо сказать, что при переключении полупроводниковых три­ одов возникают переходные процессы, которые обусловливают по­ явление перенапряжений, способных вывести из строя транзисто­ ры усилителя. Кремниевые стабилитроны D2, D3, Ds, D$ осуществля­ ют защиту батарей от перенапряжений, возникающих в схеме. Бла­ годаря применению такой комплексной защиты удалось повысить надежность устройства в целом, так как все транзисторы работают в режимах, не превышающих предельно допустимые. Двухполяр­ ный выходной сигнал поступает с обмотки УП импульсного транс­ форматора на высоковольтный, осуществляющий дальнейшее по­ вышение импульсного напряжения.

Пример расчета

Ранее выбранные транзисторы типа П20, П21 имеют параметры: наибольший ток коллектора в режиме переключений /кта1==:0,5а; наибольшее напряжение коллектор-база закрытого транзи­

/ * = 2 мгц\

остаточное напряжение коллектор-эмиттер в режиме насы­ щения при /шпак—300 ма; /б=60 ма\ £Лган=0,3 в;

напряжение база-эмиттер ,в режиме насыщения ^бн=0,8-М ,5в; обратный ток коллектора при UKэ—30 в;

/ко = 1 4 - 1 0 мка;

для тока коллектора 1К— 300 ма\ коэффициент усиления по току р= 104-15.

74

Общее количество параллельно соединенных транзисторов, ко­ торое необходимо .включить в каждое плечо, можно определить так:

Такое количество требует специального монтажа, позволяюще­ го наиболее полно использовать полезный объем.

Определим ток базы батареи транзисторов

= 1^1 = 2,08а.

Определим максимальные потери в транзисторах батареи каж­ дого плеча:

Эта величина меньше допустимой. Определим максимальную тем­ пературу окружающей среды, при которой температура перехода будет достигать предельного значения 85°С. Из формулы

следует

U = Ртах - PncPyl = 85° - 0,33-130 = 85° - 43° = 42°С.

При небольших мощностях в нагрузке потери в насыщенном транзисторе малы, поэтому максимальная рабочая температура ок­ ружающей среды определяется следующим образом:

75

ляющего выбираем конверсионный триод П602АИ, который характеризуется следующими параметрами:

коэффициент усиления по постоянному току р= =404-200; . наибольшее напряжение коллектор-эмиттер при сопротивлении

в цепи базы 500 ом И кэ^—80 в; наибольшая температура перехода 85°С; тепловое сопротивление Raс= 2 град1вт\

наибольшее обратное напряжение эмиттер-база при закрытом коллекторе Дбэтах=+0,5 в;

наибольшая мощность, рассеиваемая без радиатора Р = 1 вту с дополнительным радиатором 5 вт;

наибольший ток. коллектора 1 а.

Для управления всей батареей параллельно соединенных транеисторов применяем два триода из-за веерообразных выходных ха,-

76

режиме, потому что снижение тока коллектора до 0,5 а резко улучшает динамические и статические свойства каскада, а мощкость, рассеиваемая в них, снижается с предельной (12 вт) до 0,9 втза счет уменьшения UK3до 2 вольт.

Низкое напряжение UKэ открытого триода позволяет включить нагрузку в цепь эмиттеров транзисторов. Это позволяет использо­ вать и веерообразный характер выходных характеристик для по­ лучения больших кратностей тока базы закрытой батареи транзи­ сторов и снижения этой кратности после насыщения батареи, что существенно уменьшает время включения и выключения транзи­ сторов мощного каскада, т. е. улучшаются энергетические показа­ тели схемы. Кроме этого, применение двух транзисторов для уп­ равления каждого плеча усилителя мощности, позволяет расчле­ нить нагрузку и 'батарею. Первое дает уменьшение индуктивно­

две группы по 30, а в четыре по 15 в каждой, что практически можно сделать из меньшего количества полупроводниковых три­ одов. Поэтому будет меньше транзисторов, не вошедших ни в од­ ну из групп, а следовательно, уменьшится количество отбрако­ ванных.

Для того, чтобы напряжение UK3 управляющего транзистора не падало ниже одного вольта (это требуется для обеспечения его ра­ боты и активной зоне), необходимо нагрузку разделить так, что­ бы коллектор батареи транзисторов находился под потенциалом*

£/к12 = £Дэ “Г LJбк ~ 2 (б),

где£/К;2 — напряжение на коллекторной обмотке трансформатора; Uкэ= 1в — минимальное напряжение открытого управляющего

транзистора; £/бк — напряжение база-коллектор батареи транзисторов.

U6K= U6»- <УМ„ = 1,3 - 0,3 = 1 (в),

Определим параметры цепи, формирующей остроконечные импуль­ сы тока базы батарей из условия

77

где

Кремниевые стабилитроны Д 2, Дг, Д'г, Д'з выбираются, исходя из допустимого напряжения на коллекторе батареи транзисторов и максимально возможного напряжения источника питания

Исходя из этого, выбираем тип стабилитронов Д814 и Д815, вклю­ ченных последовательно. Так как пики перенапряжения сравни­ тельно коротки, то мощность рассеивания в стабилитронах будет невелика.

Определим напряжение и мощность, необходимые для управ­

§ 3. РАСЧЕТ ИМПУЛЬСНОГО И ВЫСОКОВОЛЬТНОГО ТРАНСФОРМАТОРОВ

В § 2, гл. 1, была выбрана схема выпрямления высокочастотно­ го напряжения (рис. 1.4), состоящая из 3-х схем удвоения, вклю­ ченных последовательно по постоянному току.

Общий коэффициент трансформации импульсного и высоко­ вольтного трансформаторов равен

Эквивалентная схема трансформаторов представлена на рис. (3.13), где

г\ — сопротивление триодов выходного каскада; г\ — сопротивление первичной обмотки трансформатора;

г'2— приведенное сопротивление вторичных обмоток;

‘Li — индуктивность первичной обмотки трансформатора; Lsi — индуктивность рассеяния первичной обмоткитранс­

форматора;

78

Ls2 — индуктивность рассеяния вторичной обмотки транс*

форматора;

R?

R н = ~~2 — приведенное сопротивление нагрузки; «о

Су1= С уп20 — приведенное значение емкости.

В области нижних частот можно пренебречь Ls; Ls2 и С'у. Для спада вершины прямоугольного импульса имеем [40].

Л Т = 1 - е х р ( — ^ т )

откуда

Для получения наименьшего веса и стоимости, необходимо чтобы гх=

= г.2 [41], тогда т1тр = ^ - = у у = 0,95 —к. п. д. трансформатора

без учета потерь в сердечнике.

Определим допустимую индуктивность рассеяния

79