Добавил:
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:

книги из ГПНТБ / Медников, В. А. Высоковольтные модулированные униполярные генераторы

.pdf
Скачиваний:
26
Добавлен:
19.10.2023
Размер:
7.57 Mб
Скачать
(3-326)

/ э можно выразить так

 

 

и а — и в

 

 

 

 

/ э ~

р/ко т

0 + 1)/б! з

 

 

Но

(3-29)

 

 

R 1

 

 

R i

:и уравнение (3—28) преобразуется

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

^ВЫХ --

р/ко + (р +

1)" и 0 -

1

1 '

 

(3-30)

 

 

 

R i_

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Rc + Яэ

 

 

 

‘В этом случае

погрешность от нестабильности

сопротивления

эле­

мента сравнения

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ЯсЯэ

к

 

 

 

 

 

 

 

 

Я э ~ Я с 4- Яэ

 

Яэ_

 

 

 

(3-31)

 

 

RcRэ

ЯсЯэ

 

Rc

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

R с + R э

 

 

 

 

 

 

 

 

Коэффициент передачи схемы может

быть

определен делением

<(3—30) на UQи зависит не только от сопротивления нагрузки

р с,

но и от стабильности параметров транзистора / ко и 3.

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

 

 

 

 

 

 

ЯсЯэ

/ко_

,

ft

 

 

 

(3—32а)

Мощность,

К „ = ВЯс + ^?э

и о ^

 

 

 

 

потребляемая от высоковольтного

источника для

из

мерения

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Ри = а д .

■С учетом условия (3—29) выразим /б из (3—30)

1

 

/ б =

£/вых

+ Яэ ) _ ?/к

 

 

 

 

 

(1+ 1

 

 

 

 

тогда выражение (3—326) будет

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

P» = U0

t/вых ( l

+ § ■ )

3^коЯс

 

(3-33)

 

Я с ( 3 +

1)

 

 

 

 

 

 

 

Учитывая, что максимальные потери

будут

при IKoRc—"О, и, ис-

пользуя Уи=

ДЛЯ Ви получим

 

 

 

 

п

U oil вых

1

\

U qI c

{'

 

 

Ян = Яс (3 +,• 1) (1 + — ) - -Ц Г П )-I1 + т ; •

 

Принимая 1С= 5~Ю мка,

Н о = 5 0 - 1 0 3 в, у ц = 0 , 0 1 ,

( 3 = 1 0 ,

получаем

Ри= 2,54-5 бг.

 

 

и в этом случае

достаточно вы­

Энергетические соотношения

соки. Однако применение схемы

затруднительно,

так

как U Bых

зависит от усилительных свойств

транзисторов — |3 (это следует

из выражения

(3 — 3 0 ) и от качества его коллекторного

перехода,

выраженного существованием обратного тока /коНапример, при изменении температуры окружающей среды от —3 0 ° С до + 4 0 ° С

' 90

(5 изменяется

в

3

раза,

а

 

при

ш

 

 

 

 

изменении тока от 0,5 до 5 ма

 

 

 

 

еще почти в 2 раза. Обратный

Ri

 

 

 

 

ток коллектора,

как

известно,

 

 

 

 

увеличивается в 2 раза при воз­

 

 

 

 

 

растании температуры

на

каж­

 

 

 

 

 

дые 10°С. То есть Uвых будет за­

 

 

 

 

 

висеть

не только

от 0 о,

но

и

от

 

 

 

 

 

таких

факторов,

как

температу- 7 / .

 

 

*

 

ра окружающей среды и режим

 

 

 

 

работы

полупроводниковых

 

три­

 

 

 

Ufox

одов по постоянному току.

 

 

 

 

 

 

 

 

Следовательно, для сохране­

 

 

 

 

 

ния преимуществ способа необ­

 

 

 

 

 

ходимо

найти

эффективный

 

ме

 

 

 

 

 

тод стабилизации

коэффициен

Рис. 3.19. Термокомпенсированный пре­

та передачи, при котором

 

 

 

 

образователь высокого

напряжения

 

 

 

 

 

Кя =

и

В

const

 

 

(3-34)

 

 

 

 

 

 

и 0

 

 

не зависит от режима работы

полупроводникового

триода и от

температуры окружающей среды.

 

 

 

 

 

Рассмотрим, как должно

 

изменяться сопротивление Ra для то­

го, чтобы компенсировать нестабильность

усиления

транзистора

Т. Запишем в развернутом виде (3—34),

поделив (3—30) на

U0.

 

К и =

U в

 

[РТко + Ф + 1) /б]

R 3= const,

 

 

 

откуда

 

 

 

и о

 

 

 

и о

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ЯиСо

 

 

 

 

 

 

 

 

R э

=

 

 

 

 

 

(3-35)

 

 

 

й^ко + О +

1) /б

 

 

Рассмотрим схему,

изображенную на рис. 3.19,: "отличающуюся

от предыдущей тем,

что резистор Р>э заменен транзистором Т2- Оп­

ределим сопротивление /?12 между точками

1 а 2 (рис.

3.19)

при

отключенной нагрузке (/с = 0). По закону Ома

 

 

 

 

D

_

UВЫХ _

и ВЫХ

 

U ВЫХ

q£ \

 

 

 

 

 

- 7

^ Т

7 ^ - т а + (Р,+ 1)/в1

(3_36)

Учитывая условие (3—34),

сравнивая выражение (3—36)

с (3—35),

видим,

что R u соответствует выражению для /?э при условии

 

/ б2= /б ,.

Опуская f/бэ,, как малую величину по сравнению с UBых, получа­ ем условие выбора R 12 из соотношения

/б.

U в

г/бэ

U вы:

/б;

R 2

 

Рз

91

«откуда

R2 =

U В Ы Х U6 Э 2 и в

= / б .

 

R i

 

Полное выражение для £/ВЫх> с учетом / с можно представить в виде

и ...

-

Ri

(3_ 37)

Отсюда обратные токи коллекторов компенсируются при выполнении условия

/ ко,® /ко* 1®2 =

О

 

 

и (3 -30) преобразуется

 

 

 

t/0(^4-l)

Ri.

(3-38)

Н ВЫ Х /?1(^2 +1)

^2 + 1 .

Если р«(32, то влияние тока нагрузки ослабляется по отношению

к простому делителю в (р2+1)

раз. Известно,

что

/ с

Uв

(3—39)

=

тогда, подставив в (3—38), определим

 

UoRt

р + 1

(3-40)

/ / В Ы Х —

R 1

^2 + 1

 

R 2

 

 

 

1+ (р2+ 1)/?С

Поэтому для Ун можно получить

1

1

-Ь /?г/(3 2 +

1) Rc

Ri

(3-41)

 

1

 

Rc (82 + 1)

 

 

 

 

 

1 +

R 2

 

 

 

 

Rc (^2 +

1)

 

 

Мощность, потребляемая от высоковольтного источника для це­ лей измерения

 

 

 

 

 

 

Р

=

Ul

 

 

 

(3-42)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Ил

 

R i

 

 

 

 

Найдя из (3—40) R v и подставив в (3—42), получим

 

 

 

Pn =

UoUbux.

Р2

+ 1

,

R2

 

 

 

 

 

 

U 0R 2

? + l L т Л сф г + 1)

 

 

 

 

 

 

 

 

Определяя R2 из (3—41) и заменив выражение в

скобках,

согласно

(3—41), через

окончательно получим;

 

 

 

 

Яи =

Mot/В Ы Х

^2

+

1 Г1

, . ,

1

Uot/вых

( !

,

1 1

/ о , 0 4

R с(Р +1н г

т

п

11

T“J - -Rc + 1 )

■1 1

+

(3~ 43)

 

Анализируя (3—41) и (3—43), видим, что погрешность измере­ ния уменьшается с ростом р2, при этом и мощность, потребляемая схемой от высоковольтного источника, падает. Поэтому в качестве

92

активных элементов целесообразнее применить транзисторы с вы­ соким значением р и Рг-

Несмотря на сильную зависимость р от температуры и тока коллектора, можно утверждать, что характер этой зависимости с допустимой погрешностью одинаков

 

Р (г'с)

Рг Ос)

 

Э(20)

'32 (20) ’

лак как обычно Вз> 1, то

+ I

= -к- = const.

 

р2 + 1

р2

Следовательно, выходное напряжение не будет зависеть от из­ менения параметров транзисторов, воздействия температуры и ре­ жима работы системы.

§ 6. РАЗРАБОТКА ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОГО МОДУЛЯТОРА

При существующем многообразии способов управления дли­ тельностью импульсов количество схем, реализующих эти способы на высоких частотах, весьма ограничено. Наиболее полно необхо­

димым

требованцям

удов-

 

 

 

.летворяют

 

широтно-им­

 

 

 

пульсные модуляторы, вы­

 

 

 

полненные на основе сер­

а)

 

 

дечников

с

прямоугольной

 

 

петлей гистерезиса (ППГ).

JU T TL Uiz(t)

Zn\

Wfax

 

Рассмотрим цепь с сер­

 

 

 

дечником

 

из

материала с

 

 

 

ППГ

при

действии

на ее

 

 

 

входе

прямоугольных

им­

Ufa

 

 

пульсов

 

Из

напряжения

 

 

 

(рис. 3.20).

[45],

э. д. с. j)

 

 

наводимая в обмотке сер­

 

 

 

дечника, может быть опре­

Тг

 

 

делена

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

U

l =

® o Q c ~ j r

(3-44)

Ul

 

 

■ги

Сопротивление

нагрузки #

 

 

выбирают

таким

обра­

 

 

 

зом, чтобы индуктивное соп*

Ти

 

 

ротивление

соL при иена-

^

 

 

сьпценном

сердечнике

зна­

 

 

 

чительно превышало гн.

Для $

 

 

(3—44)

при

действии

на

 

 

 

входе импульса напряжения

рис зж Упрощенная схема и диаграмиы

прямоугольной формы запи-

ш е м

 

 

Const.

 

 

н апряж ени й ш и р отн о -и м п ул ьсн ого

м о д у л я -

•U l = U вхшах =

( 3 — 4 5 )

Тор а

 

 

93

Так как для каждого конкретного случая число витков обмот­ ки озо и сечение сердечника постоянны, то

dB и

dt = const.

При достижении индукции в сердечнике с ППГ значения Ви— Вга

дифференциальное значение ее после насыщения падает

~ 0.

Следовательно,

£/ь~0

и

на

гн

появляется

напряжение

U в ы х = Ujп.

 

схемы

получаем импульсы,

передний

В результате на выходе

фронт которых

определяется

временем

насыщения

сердечника с

ППГ (оно отсчитывается от начала действия входного импульса), а спад — исчезновением входного импульса.

Что касается тока в цепи, то до насыщения он нарастает по экспоненте и мал. После насыщения он возрастает до величины

/ = Ob., Определим время ти, в течение которого сердечник оста­ ется насыщенным после подачи импульса напряжения UBx

и, dBH= -— dt,

oi0Qc

откуда

 

U,

 

U,

 

 

£ m= J

®oQ< -dt

»oQc ■ТИЧ* Вн

 

ток за время ти изменяется по закону

 

 

 

I

U BJL (

 

 

tT\

 

= —

(

 

— L

 

а длительность импульсов

Гн

\l_

 

 

втВнач

^

 

 

(3-46)

Ти —

ц

 

 

шоУс-

Управлять длительностью импульсов

 

удобнее всего

изменением

Вт

 

 

 

(3—45) так:

 

■бнач. Зная, что —-гг- = р. представим

 

ТИ

(Нс Но)

°>oQc

 

 

 

UL

 

 

 

 

Напряженность магнитного поля, в свою очередь, определяется

следующим образом: Н 0 =

Поэтому длительностью ти можно управлять изменением какоголибо параметра, определяющего Н. Целесообразнее всего разме­ стить на сердечнике дополнительную обмотку соу и пропускать че­ рез нее ток /у, который будет изменять длительность, импульсов

_ 1уюу

' и

/(0о --- /у® У

С

I МСЛ

с,

Р ' 77

£

1

р

77

-

 

U

Iмсл

 

U l

 

94

Итак, зависимость длительности импульса на /?„ от тока подмагничивания выражена в следующем виде:

 

 

 

 

 

 

 

И с

 

/у“у

 

 

 

_

Г

 

Т_

 

 

IМСЛ

 

(3 -4 7 )

 

 

 

 

 

 

 

*ВЫХ --- ~ 2 ~

 

 

 

 

Ur

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

7

необходимо,

чтобы

 

 

 

 

для получения твых == -у

 

 

 

 

 

/уо>

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

T-L > H Z, откуда /уСОу > Я

с/мсл-

 

 

 

«мел

 

 

 

 

'

*'

 

 

 

 

Обозначим для этого случая

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

'ушах '

Н с/мсл

 

 

 

 

 

 

 

0)у

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

•Зная /ушах,

определим: му>

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

у5' / ушах

 

 

 

 

 

 

 

Число витков рабочей обмотки определим

 

из условия ненасыще-

ния сердечника за время действия импульса при / у =

 

0;

 

 

 

UL, a

 

UL 2

 

 

 

 

 

 

 

 

Ос

BmQz

 

 

 

 

Определим г„ из условия,

что напряжение UBblx при

т и ненасыщен-

ном сердечнике не будет превышать

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0,1 U

ншах =

 

U L >

 

 

 

(3 -4 8 )

тогда

и,

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

z!h

(3 -4 9 )

 

и г „ ( - ) = — Г

1

 

 

 

= UL U

. L

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

■Учитывая (3—48), получим

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

trH

 

 

 

 

 

 

 

1,1 =

е " L

 

 

 

 

При t

имеем

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

r H=

- ^ ( - In 1,1) = -£-0,0953,

 

(3 -5 0 )

 

 

_г_

 

 

 

ТГ

 

 

 

 

 

 

2

 

 

 

 

 

 

 

 

так как

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

г _

 

2/~»

 

 

 

 

 

 

 

 

 

^

6)о^с < ._Ц _

 

 

 

 

 

 

 

 

7/ИЛЛмсл

~1./КЛмел/лГ

 

b 2 q c

 

 

 

95

TiUix jjk o k

окончательно получаем для выбора параметров схемы:

- ^ - u l 0,0953

1.

1мсл

 

 

 

(3-51)

 

 

 

т

 

 

2. 0)д>

Ul T

Рис. 3.21. Регулировочная характеристика ши­

e mQ<

ротно-импульсного модулятора

 

(3^52)

3

V. Нс^мсл

-- — .

(3-53)

 

. Шу

 

Оmax

 

 

Регулировочная характеристика будет

 

 

 

/у“у\

 

^вых

 

£мсл/

(3-54)

 

Ul

 

 

 

Отсюда видно, что она линейна и обеспечивается при неболь­ ших кратностях управляющего тока, которая может быть при не­ обходимости уменьшена (рис. 3. 23).

Точка I (рис. 3. 21)

получается для

 

 

T U L

 

2

иначе

 

 

 

h

 

«у \

^ у

шах

 

“ ОJ

Точка 2 соответствует значению, определяемому

 

 

/ у = И с/мсл

 

 

СОу -

 

ИЛИ

 

 

 

 

_ /^с/мсл^о

_

 

' ^ ут а х

®у#<4мсл

“ у

Для двухтактного выходного каскада усилителя мощности не­ обходимо иметь два таких модулятора. Рациональнее иметь один двухполупериодный модулятор ширины импульсов, в основу ко­ торого положена схема (рис. 3.22).

Прямоугольные колебания с усилителя-формирователя импуль­ сов, собранного на Г] и Т2, поступают на двухтактный модулятор. Он состоит из сердечников ППГ с рабочей и управляющей обмот­ ками, нагрузочных резисторов R2, R3 и кремниевых стабилитронов Du D2, необходимых для разделения каналов. Импульсы с выхода

96

ШИМ усиливаются и формируются как по дли­ тельности, так и по амп­ литуде усилителями-фор­ мирователями, собранны­ ми на высокочастотных транзисторах Т3, Т4, Т5, Тб, позволяющих полу­ чить на выходе схемы им­ пульсы с крутизной фрон­ тов менее 0,2 мксек для управления выходным ка­ скадом усилителя мощно­ сти.

Пример расчета

Для стабильности ра­ боты широтно-импульсно­ го модулятора применяем параметрическую стаби­ лизацию напряжения пи­ тания каскадов при по­ мощи кремниевого стаби­ литрона Д810 или Д814В с напряжением стабили­ зации 10 в.

Рис. 3.22. П рин ц ип и альн ая схем а блока

ш и ротн о -им пул ьсн ого м о д у л я т о р а

Тогда и стд,1 д2 ~2~— 5 в.

Выбираем стабилитроны

и Д2 типа 2С156А с 6?ст=5,6 (в).

Следовательно, ВТ= 10 —5,6= 4,4 в.

В качестве сердечника

с ППГ применяем сердечник К-65 или

ВТ-2 размером 7X5X2, который характеризуется следующими па­ раметрами: Вт =0,22 тл; #с=13,6-^-; /Мсл= 18,8 мм; Qc = 4- 10~блг2.

1. Определяем число витков первичной обмотки

 

UL ' „

4 , 4 - 5 - 1 0 6

25

вит.

 

w° ^ B mQc

106- 0 , 2 2 - 4

 

 

 

Примем

ш0 = 30 витков.

 

 

 

2. Число витков управляющей обмотки

 

 

 

Нс 1и

1 3 , 6 - 1 8 , 8 - 1 0 —3

= 12 вит.

 

 

10,8

 

 

 

 

 

 

510

 

 

Возьмем

с«у = 15 витков.

 

 

 

>/44-642

47

3. Сопротивление Нагрузки модулятора

 

 

 

 

 

R h=

^ ~2~ U\.

 

 

0,2213,6 -5-10 6-4,4^

 

=

10,8 ом,

IucrB2 -QI

18,8 -1 0 -3• 0,22 (4■ 1(Г 6)2

при этом ток достигнет величины / Ктах =

 

 

 

= 0,4 (а).

Такой ток недопустимо велик, поэтому выберем RB, исходя из

допустимого тока триода:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

г , .

и,L

 

 

4,4

 

4,4

qq

п

 

 

 

 

Rn Sj I

 

 

г

 

0 06

 

ом,

 

 

 

 

 

'каоп

•*кдоп

и,ио

 

 

 

 

 

 

1

и 2

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

р =

2

L

и и п

4,4-0,025 = 0,11 вт.

2

 

2

Выбираем поГОСТу

МЛТ 0,125—82

ом — 1

класс точности.

Из выражения

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

D

_ 0,0953

,

_

0,0953

 

®2Qc

 

 

 

 

ДВ

-

Т

 

В

5-10" 6

^ /мел

 

 

 

 

 

 

 

2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

следует

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

/?„Гмсл5-10-Ь

 

 

/

82-18,8-1(Г3-5-1(Г6

 

 

0,0953[j.Qc

=

 

 

0,22

 

 

R

= V 1250

 

 

 

 

 

 

 

0,0953 jg-g 4-10-6

 

 

 

 

== 35,5 «

36 вam.

 

 

 

 

Рассчитываем сопротивление R K

 

 

 

 

 

 

г,

,

п

 

б/к

 

бДт

10—5,6

 

 

п и

R" + R« -

IRH +

/коР “

0,05 + 0,001

 

86

0М-

Таким образом,

принимая RK, =

Rh2= 82

ом,

получаем RK“< 4 ом.

Это сопротивление является и нагрузочным для триода,, поэто­ му, когда он насыщен и открыт, через него должен идти ток

/ = /л Ч , =

U к—Uкэн.

0,05 =

10 — 0,5

+ 0,05 = 2,39

(а).

R К

 

Для управления потребуется высокочастотный триод с рабочим током коллектора / Ктах>2,4 а.

Мощность, рассеиваемая в резисторе

будет:

Ряк — = 9,52 =

2,5 вт.

Такая мощность совершенно недопустима, поэтому в качестве RK используем полупроводниковый триод, который закрывается при открывании Ти и наоборот.

Управление транзисторами осуществляется с помощью эмиттерного повторителя, нагруженного на' трансформатор.

98

Применение транзистора в качестве

RK сокращает

мощность по­

терь. Мощность потерь в широтно-импульсном модуляторе

 

Янmax =

ТТ2

10-0,05 = 0,5 вт,

 

-5- = U I н =

куда входят и потери в стабилитронах.

 

Полная

принципиальная схема

модулированного генератора

высокого

напряжения

представлена на рис. 3.

Расчет ее ти­

повой.

 

 

 

 

На основе анализа можно сделать вывод о том, что энергети­ чески целесообразнее производить модуляцию высокого напряже­ ния путем изменения длительности прямоугольных импульсов за­ дающего колебания. Устройство может быть выполнено достаточно компактно и надежно, так как активные элементы силового кас­ када работают в энергетически выгодных областях отсечки и на­ сыщения.

Блок-схема модулированного источника высокого напряжения должна выполняться по принципу замкнутой системы автомати­ ческого регулирования с глубокой отрицательной обратной фзязью, что позволяет точнее воспроизводить форму модулирующего на­ пряжения, уменьшить дрейф и увеличить стабильность выходного напряжения при колебаниях нагрузки и напряжения питающей се­ ти. Обеспечить достаточную жесткость регулировочной характери­ стики в широком динамическом диапазоне.

К источнику должны быть предъявлены требования быстродей­ ствия, экономичности, надежности и точности - воспроизведения модулирующего сигнала.

Ввиду большого коэффициента трансформации высоковольт­ ный трансформатор следует разбить на два функциональных эле­

мента с коэффициентом передачи каждого п \д = ^п 0ъщ, а широт­ но-импульсный модулятор и мощный усилительный каскад дол­ жны быть двухтактными.

Детальный анализ, произведенный при разработке выходного каскада усилителя мощности, показал, что требованиям высокой экономичности, надежности более всего удовлетворяет батарейное соединение разбракованных по группам маломощных транзисто­ ров. Разбраковку необходимо производить по крутизне переход­ ной характеристики.

К особенностям высоковольтного выпрямителя следует отнести малые величины емкостей умножителя, обусловленных необходи­ мостью получения достаточного быстродействия модулированного

генератора.

Измерение высокого напряжения рекомендуется производить по разработанной схеме термокомпенсированного преобразователя высокого напряжения и с помощью полевых транзисторов.

Применение в схеме ШИМ ферритов с ППГ обеспечивает полу­ чение требуемых характеристик при высокой надежности и ком­ пактности.

744* 99

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ