книги из ГПНТБ / Данилов, Б. С. Однополосная передача цифровых сигналов

В этой схеме на выходах ЦТФ включены ФНЧ, кото­ рые служат для выделения используемого компонента периодической характеристики ЦТФ.

Пусть, к примеру, на выходе передатчика требуется получить спектр ФМ ОБП сигнала, близкий по форме к прямоугольному. Будем полагать также, что входным сигналом ЦТФ и сигналами в его отводах являются им­ пульсы, достаточно короткие для того, чтобы их спектр в используемой полосе частот можно было считать пло­ ским. Тогда выражения для частотных характеристик ЦТФ, выполняющих функции ФФНЧ1, а также Пб и ФФНЧ2, в используемой полосе частот будут иметь сле­ дующий вид:

Коэффициенты передачи отводов определяются пу­ тем подстановки (3.12) в (3.10), а (3.13) в (ЗЛ|1):

Следует иметь в виду, что от выбора соотношения х/Т, входящего в (3.14) и (3.15), зависит период повто­ рения частотной характеристики ЦТФ и число разрядов регистра сдвига, необходимое для формирования частот­ ной характеристики с заданной точностью. При умень­ шении соотношения т/Г увеличивается частотный интер­ вал между периодическими компонентами формируемой частотной характеристики ЦТФ, что облегчает выделе­ ние требуемого компонента частотной характеристики с помощью фильтра нижних частот. Однако при этом про­ порционально возрастает необходимое число разрядов

■60

регистра сдвига. Нормализованные значения коэффици­ ентов K'-j = K'j и K"-i ——K"j, вычисленные по ф-лам (3.14) и (3.-15) для соотношения т/Г=1/2, приводятся в табл. 3.1 и 3.2.

На рис. 3.8а изображен спектр SH(Q) на [Выходе от­ водов ЦТФ, коэффициенты передачи которых имеют значения, приведенные в табл. ЗЛ, а на рис. 3.86 — спектр Sq(Q) на выходе отводов ЦТФ, коэффициенты передачи которых имеют значения, приведенные в табл. 3.2. Результирующий спектр 5 (со) посылки сигнала на выходе передатчика для приведенных в табл. 3.4 и 3.2 значений K'-j = K'j и —K"j изображен на рис. 3.8в.

ЦТФ .могут использоваться в качестве формирующе­ го ФНЧ во всех ранее рассмотренных схемах передатчиг ка, где сигнал ,на входе ФНЧ имеет двоичную форму.

Конкретные ЦТФ, выполняющие функцию ФНЧ, бу­ дут отличаться лишь периодом следования продвигаю­ щих импульсов и весовыми коэффициентами в отводах. Примеры, иллюстрирующие применение ЦТФ для фор­ мирования спектра переда!ваемых сигналов данных, а также 'методика их расчета приводятся в {7, 24].

ЦТФ могут быть использованы также в роли поло­ совых фильтров (ЯФ ОБП), формирующих спектр ФМ ОБП сигнала непосредственно в требуемой частотной области, если частота / х = 1/т продвигающих импульсов

регистра кратна частоте несущего колебания /о, которая, в свою очередь, должна быть кратной скорости переда­ чи v = I/Г. Наиболее рациональным соотношением меж­ ду /о и v с точки зрения реализации ЦТФ является их равенство.

61

Bh(u)

Рис. 3.8. Спектры на выходах ЦТФ: соответствующие синфазному компоненту (а), квадратурному компоненту (б), и результирующий спектр на выходе сумматора (в)

62

Определим характеристики такого ЦТФ. Пусть пе­ риодически повторяющийся компонент коэффициента пе­ редачи ЦТФ имеет форму, близкую к прямоугольной, и соответствует на оси частот нижней боковой полосе ФМ сигнала, у которого частота несущего колебания равна скорости передачи посылок, т. е. /0= т. Частотная харак­ теристика такого ЦТФ может быть задана в используе­ мой полосе частот либо в виде функции с четной сим­ метрией:

либо в виде мнимой функции с нечетной симметрией:

Выражения для коэффициентов передачи отводов для этих двух случаев могут быть получены путем подста­ новки (3.16) в (3.10) и (3.17) в (3.11):

Нормализованные значения весовых коэффициентов

=и K"—j——K"j, вычисленные по ф-лам (3.18) и

(3.19) для соотношения х/Т=Л/4, даны соответственно в табл. 3.3 и 3.4. Формы частотных и импульсных харак­ теристик ЦТФ, построенные в соответствии со значения­ ми K'j и К"), приведенными в табл. 3.3 и 3.4, показаны соответственно на рис. 3.9а и 3.96. •

Рассмотрим два возможных метода реализации ПФ ОБП с помощью ЦТФ с полосовой характеристикой. По первому методу входной сигнал в виде последовательно­ сти коротких импульсов постоянного тока поступает на вход ЦТФ и в таком же виде задерживается с помощью регистра сдвига. Входной сигнал ЦТФ является, в сущ-

63

пости, AM сигналом, у которого одной из двух значащих позиций соответствует отсутствие импульса, т. е. нулевой потенциал.

Следовательно, на выходе сумматора ЦТФ форми­ руется AM ОБП сигнал. Для получения ФМ ОБП сиг­ нала к выходному сигналу нужно добавить противофаз­ ное несущее колебание с (половинной амплитудой.

При другом методе использования ЦТФ в роли ПФ ОБП на входе ЦТФ осуществляется двоичная модуля­ ция -несущего колебания прямоугольной формы по зако­ ну ФМ. В модулированном сигнале, поступающем на вход ЦТФ, -на интервале -одной посылки должно уклады­ ваться целое число полупериодов прямоугольного несу­ щего колебания, -причем края посылок должны -совпа­ дать с фронтами прямоугольных импульсов, составляю­ щих несущее 'Колебание. Сигнал, полученный в резуль­ тате такой -модуляции прямоугольного несущего коле­ бания, подается на вход регистра сдвига. В отводы ЦТФ сигнал поступает с выходов триггеров регистра сдвига, причем положительному и отрицательному зна-

61

Рис. 3.9. Амплитудно-частотные и импульсные характе­ ристики ЦТФ е четной симметрией (а) и нечетной сим­ метрией (б)

кам весовых коэффициентов соответствуют прямой и ин­ вертированный сигналы «а противоположных выходах соответствующих триггеров.

/

Цифровая модуляция

Если предположить, что в схемах, изображенных на рис. 3.1, 3.2 и 3.4, несущее колебание имеет прямоуголь­ ную форму волны, а фильтр ФФНЧ отсутствует (т. е. посылки, поступающие к модулятору, имеют прямо­ угольную форму огибающей), то функцию модуляторов может выполнять логическая схема, известная под на­ званием «сумматор по модулю 2». Реализация этой схе­ мы на логических элементах И, ИЛИ, НЕ показана на рис. 3.10а. Временные диаграммы, изображенные на рис. 3.106, служат иллюстрацией сказанного.

Модуляцию, осуществляемую с помощью двоичных логических элементов, будем далее называть цифровой модуляцией.. Упомянутое выше применение «сумматора

пппПппг

Рис. 3.10. Схема «сумматора по модулю 2» (а) и временные диаграммы, поясняющие его использование в качестве цифро­ вого модулятора (б)

по модулю 2» в передатчике является простейшим при­ мером использования цифровой модуляции.

При формировании ФМ ОБП сигнала путем пере­ ключения фазы колебания с центральной частотой спек­ тра на угол ±л/2, которое рассматривалось в § 1.4, схе­ ма цифрового модулятора может иметь вид, представ­ ленный на рис. 3.11а. Эта схема включает в себя кодер,

в)

1

Вход импульсаВ (В//у

Рис. 3.11. Структурная схема цифрового фазового модулято­ ра (а) и временная диаграмма, поясняющая его работу (б)

схему «добавление—вычитание» и двоичный делитель на 4. На вход схемы «добавление—вычитание» поступает импульсная последовательность с частотой, в 4 раза пре­ вышающей частоту выходного колебания. По сигналам, поступающим .с выхода кодера, в схеме «добавлениевычитание» в модуляционные моменты времени произво-

66

дится добавление одного импульса, если фазу выходного колебания необходимо повернуть на угол +п/2, и вычи­ тание одного импульса, если фазу выходного колебания требуется повернуть на угол —п/2. Для иллюстрации сказанного на рис. 3.116 для конкретной комбинации двоичных символов, поступающих на вход кодера, приве­ дены значения требуемых поворотов фазы выходного ко­ лебания и показана форма цифрового модулированного сигнала (ЦМС) на выходе делителя на 4.

В § 1.5 показывалось, что при определенных услови­ ях передача сигналов ОФМ ОБИ эквивалентна синхрон­ ной ЧМ, осуществляемой таким образом, что при пере­ даче одинаковых символов передается колебание с ча­ стотой несущей [0, а при каждой смене символов в тече­

Рис. 3.12. Структурная схема цифрового частот ного модулятора (а) и временная диаграмма, по­ ясняющая его работу (б)

го через логические схемы И, ИЛИ подключены выходы двух делителей частоты.

Частота 2nfo импульсной последовательности, посту­

—1/2Г). При помощи логических схем НЕ, И, ИЛИ осу­ ществляется переключение этих двух импульсных серий на входе счетного триггера в соответствии с видом по­ ступающих на передачу сигналов данных. В результате сигнал на выходе триггера будет представлять колеба-

иие € прямоугольной формой волны, которое имеет либо частоту несущего колебания fo, либо частоту первой гар­ моники боковой полосы, т. е. fi=fo—1/2Т. Работа схемы иллюстрируется рис. 3.126, на котором для конкретной комбинации передаваемых символов указаны частоты генерируемых колебаний и показана форма результиру­ ющего ЦМС на выходе триггера.

Достоинством этой схемы является то, что несмотря на свою простоту она одновременно выполняет функцию кодера ОФМ, цифрового модулятора и устройства, фор­ мирующего сигнал с частично подавленной боковой по­ лосой [26, 28, 29].

Цифровой модуляции при ее очевидных реализаци­ онных преимуществах перед другими видами модуляции свойственны и некоторые недостатки, (вытекающие из необходимости исполь­ зования прямоугольных

1 Г - несущего и модулирующе-

Г10 1 f го колебаний [23].г 1

Спектр одиночной посылки (3.20), полученный с по­

мощью преобразования Фурье, будет иметь следующий вид:

68

ных при iMодуляции сигналам с прямоугольной огибаю­ щей гар:моник прямоугольного несущего колебания, при­

значению k= 1, совпадает с выражением для спектра сиг­ нала с синусоидальной несущей, полученным в § 1.1.

Как следует из -выражения (3.21), с-пектр 5 (со) ЦМС является функцией не только частоты, но и начальной фазы несущей <р0. При ф о=0 -и фо= я 5(со) является дей­ ствительной функцией, а при ф0= ± я /2 5 (со) является мнимой функцией. В этих -случаях фазовые искажения частотных компонентов с-пектра отсутствуют, а ампли­ тудные, искажения могут быть скомпенсированы фильт­ рами, включенными на выходе м-одулятора. При переда­ че .последовательности посылок фазовые искажения ча­ стотных компонентов -спектра ЦМС м-огут -отсутствовать только при кратном -соотношении частот -несущего коле­ бания -и модулирующих им-пульсов, так как только в этом случае начальные фазы -всех посылок могут состав­ лять сро—0 либо фо= я, а также ф0 = — я /2 либо ф о= я /2.

При кратном соотношении между частотой -несущего колебания и частотой -модулирующих импульсов должно выполняться следующее условие:

где п=2, 4, 6... — четное число полу-периодов .несущего колебания на интервале одной посылки.

При -выполнении условия (3.22) равенство (3.21) пре­ образуется к виду

69