книги из ГПНТБ / Челомбитько, В. И. Взаимная совместимость радиолиний [учеб. пособие]

Сравнивая соотношения для двух (3.40) и трех (3.41) радиоли­ ний, можем определить зависимость для Nc частотно-совместимых радиолиний:

К ч с ѵ = 11- (ЛГС- 1) (Too + Тсс)! Л'£= 11 - (Л^с - 1) Tod Л'с- (3-42)

Коэффициент частотной -несовместимости ;Ѵ(. радиолиний будет равен

Если учесть, что

где /Ѵмаш, — максимально возможное количество радиолиний, то

ч

По зависимостям (3.43) и (3.44) можно рассчитать коэффициент

частотной несовместимости с учетом помех первой и второй групп. ОС

По формуле (3.43) проведены расчеты Кчср Для некоторых зна­ чений foe и Nc. Результаты расчетов приведены в табл. 2.

Т а б л и ц а 2

Значение коэффициента частотной несовместимости (А'цңр)

Для некоторых значений Nc и j oc на рис. 3.14 изображены

графики зависимости кбэффициента частотной совместимости радиолиний с учетом помех первой и второй групп. Из графи­ ков следует, что, например, при тос=0,01, т. е. при максималь­

ном количестве радиолиний равном 100, совместимых радиолиний

может быть: 20 при Л'чср = 0,01; ІО при Кчср —0,4; 5 при /('чср = = 0,8 и 4 при /Счср = 0,9. Таким образом, из 100 максимально возможных радиолиний с вероятностью 0,9 можем получить

Рис. 3.17. Зависимость коэффициента частотной совмести­ мости радиолиний ( Кцср) с учетом помех первой и второй групп от величины чос (или ІѴмакс) и количества совмести­

мых радиолиний.

взаимную совместимость радиолиний только помех второй группы, то следует рассчитать АГчср с учетом помех только первой группы, затем с учетом помех первой и второй групп и сравнить резуль­ таты. Можно в соответствующие зависимости поставить значение

Тос = Т сс "Ь Too

и провести исследование изменения коэффициента несовместн* мости (совместимости) при изменении усс.

Г Л А В А 4

ПОМЕХИ МЕЖДУ РАДИОЛИНИЯМИ ТРЕТЬЕЙ ГРУППЫ(РО)

4Л. Общая характеристика

Ктретьей группе относятся помехи между радиолиниями, кото­ рые возникают, когда спектры составляющих рассредоточенных по­ бочных излучений одних радиолиний совпадают с основными кана­ лами приема других радиолиний. Если устранить рассредоточенные побочные излучения передатчиков, то будет устранена и третья группа помех между радиолиниями.

Крассредоточенным побочным излучениям можно отнести сле­

дующие классы побочных излучений:

—на частотах гармоник частот связи радиолиний (побочные излучения гармонические — ПИГ);

—на сопутствующих частотах (побочные излучения сопут­

ствующие — ПИС);

— на частотах паразитного самовозбуждения (побочные излу­ чения паразитного самовозбуждения — ПИПС);

—• на комбинационных частотах (побочные излучения комбина­

ционные ПИК).

Помехи третьей группы возникают при работе радиолиний на частотах, находящихся в определенных сочетаниях. Эти сочетания отличаются друг от друга и рассредоточены по всему диапазону частот радиолиний. Поиски совместимых сочетаний радиолиний встречают существенные практические трудности из-за того, что совместимые по частоте радиолинии рассеяны между несовме­ стимыми.

Каждое несовместимое сочетание частот радиолиний занимает сравнительно небольшой интервал частот. В ряде случаев сумма таких интервалов получается достаточно большой, что обусловли­ вает существенное уменьшение коэффициента частотной совмести­ мости радиолиний.

4.2. Побочные излучения гармонические (ПИГ)

а) Образование гармонических колебаний

Образование гармонических составляющих в передающих эле­ ментах радиолиний связано с нелинейным режимом усиления. Почти во всех каскадах передающих устройств радиолиний приме­ няется режим усиления с отсечкой анодного тока. При этом в составе анодных токов всех каскадов передатчиков будут кроме

колебаний основной, необходимой частоты составляющие кратных, гармонических частот. Однако уровень излучений гармонических колебаний в основном определяется их образованием в выходном каскаде передатчика. Это объясняется тем, что выходные каскады, как правило, работают со значительными отсечками анодного (кол­ лекторного) тока, по сравнению с другими каскадами дают наи­

большую мощность гармо­ ник и непосредственно свя­ заны с антенно-фидерной системой, обеспечивающей измерение гармоник.

На рис. 4.1 представлен вариант схемы лампового выходного каскада. В ком­ плексное сопротивление ZA. входят параметры органов настройки и антенной си­ стемы.

Предположим, что на вход усилителя мощности подается смещение и косинусоидальное напряжение возбуждения:

При работе с отсечкой анодного тока в анодной цепи каскада протекает импульсный ток. Частота следования импульсов равна «о- Как известно, импульсная последовательность содержит по­ стоянную составляющую, основную частоту и гармонические ком­ поненты.

При линейно-ломаной аппроксимации динамической характери­ стики импульсы тока имеют форму усеченной косинусоиды (рис. 4.2). Для этого случая все составляющие могут быть опреде­ лены с помощью коэффициентов Берга («о, аі,.'..< ап):

4о ~ яо4 р 4і аі4і’ •■ • ’ 4я ал4г

Значение амплитуды гармонических составляющих относительно амплитуды основной частоты будет определяться отношением коэф­ фициентов Берга:

где п — порядок гармоник; Ѳ— угол отсечки анодного тока.

На рис. 4.3 изображены графики уровней некоторых гармониче­ ских составляющих анодного тока относительно основной частоты в зависимости от угла отсечки анодного тока. Как следует из гра­ фиков, с увеличением угла отсечки ослабление всех гармонических составляющих возрастает. Для каждой гармоники имеются углы отсечки, при которых их ослабление может приближаться к беско-

52

нечности, что справедливо только при идеальных косинусоидаль­ ных импульсах. Реальные импульсы анодного тока отличаются от косинусоидальной формы. Поэтому при указанных углах ослабле­ ние гармоник не будет равно бесконечности. Рассмотренные выше

Рис. 4.2. Образование косинусоидальных импульсов при линейно-ломаной аппроксимации и гармонических компонент в составе анодного тока.

формулы получены в предположении, что на вход усилителя мощ­ ности подается моногармоническое колебание. Фактически с пре­ дыдущего каскада пода­ ется не только колебание основной частоты, но и гармоники. Это уточне­ ние не может существен­ но изменить картины об­ разования гармонических составляющих на выходе усилителя мощности. На­ личие гармонических ком­ понент на входе не при­ ведет к появлению новых частных составляющих.

Амплитуды тех же по ча­ стоте компонент за счет усиления или преобразо­ вания будут меньше не­ посредственно образован­ ных в выходном каскаде.

С увеличением порядка гармоник возрастает погрешность рас­ четов их относительных уровней. Это объясняется тем, что реаль-

53

пая динамическая характеристика усилителя мощности отличается от линейно-ломаной. Для большей точности определения амплитуд высших гармоник необходимо применять другие аппроксимации. Однако ввиду того, что амплитуды высших гармоник зависят от целого ряда независимых друг от друга факторов (разброс пара­ метров ламп, изменение питающих .напряжений, изменение нагруз­ ки и т. и.), которые обусловливают существенный разброс значений амплитуд гармоник особенно с ростом их порядка, часто переход к более строгим аппроксимациям практически не дает необходи­ мого выигрыша в точности. При этом сложность расчетов сущест­ венно возрастает.

Следует учесть, что если на вход усилителя мощности поступают модулированные колебания или модуляция осуществляется в вы­ ходном каскаде, то все гармонические компоненты тоже будут промодуліираваны. При этом гармонические составляющие будут со­ держать спектр модуляции. В случае поступления на вход усили­ теля мощности частотно-модулированіных колебаний девиация ча­ стоты на каждой гармонике умножается в порядок раз этой гармо­ ники. Таким образом, с увеличением порядка гармоник ширина их спектров модуляции возрастает, но уровень составляющих спектра уменьшается.

б) Относительное значение мощности гармоник ѳ антенной цепи

Определим мощность гармоник на активной нагрузке антенной цепи (см. рис. 4.1).

Действующее значение напряжения гармоник на контуре усили­ теля мощности равно

где Z„ — комплексное сопротивление контура на частоте гармоник; Іип— действующее значение тока гармоник в анодной цепи

усилителя мощности.

Эффективное значение тока гармоник в индуктивной ветви кон­ тура можем принять равным

где п — порядок гармоник; р — характеристическое сопротивление контура.

Падение напряжения частоты гармоник на элементе связи без учета влияния нагрузки равно

54

Эффективное значение тока гармоник в антенном контуре

'А п

Мощность гармонических составляющих на активной нагрузке антенной цепи

n.yZ'An

Проделав аналогичные рассуждения или положив в соотноше­ нии (4.6) п —1, получим мощность на активной нагрузке антенной цепи на основной частоте:

Относительное значение мощности в децибелах определится

При емкостной связи промежуточного контура с антенным мо­ жем принять

Учитывая, что Zx — - — . получаем

Гк

„Рс

Qk^

Отношение сопротивлений связи ориентировочно равно

55

о антенным относительный уровень мощности гармоник в антенной цепи при прочих равных условиях примерно на 40 lg и ниже, чем в случае применения индуктивной связи.

в) Сопротивление излучения антенн при возбуждении их гармониками

Большая часть несимметричных антенн является вертикальными антеннами. При использовании симметричных антенн излучение гармонических колебаний в значительной степени осуществляется фидером. Таким образом, есть некоторые основания считать, что независимо от типа применяемой антенной системы излучение гар­ монических составляющих осуществляется вертикальными излуча­ телями.

Сопротивление излучения вертикальной четвертьволновой антен­ ны при возбуждении ее гармониками по Ван-дер-Полю опреде­ ляется соотношением:

Ri — 30 [0,577 + ln («я) —сі (пк)J — 15 (— 1)" X

X [2d (wt) — ln^ я -^-j - сі (2/г.те) —- 0,577]. (4.12)

Значениями интегральных синусов по сравнению с величи­

нами ln^tt-^-j и 1п(«-) можно пренебречь. Тогда

В случае возбуждения антенн гармониками четных порядков выражение (4.13) примет вид:

56

Аналогично, в случае возбуждения антенн гармониками нечет­ ных порядков

Полученные зависимости для четвертьволновых вертикальных антенн дают возможность сделать следующие выводы:

1.При возбуждении антенн гармониками сопротивление излуния больше, чем при возбуждении их основными колебаниями.

2.Сопротивление излучения антенн при возбуждении их гармо­ никами четных порядков больше, чем в случае их возбуждения гармониками нечетных порядков.

Активное сопротивление антенного контура равно

Г, + } /+,

где га — сопротивление потерь.

Тогда соотношение активных сопротивлений будет

Так как /^ „ > /6 ; і, то имеем

— > 1,

' .41

что будет обусловливать увеличение относительного уровня гармо­ ник в антенной цепи.

г) Некоторые инженерно-технические ліеры по уменьшению относительного уровня мощности гармоник

вантенной цепи

Всоответствии с выражениями (4.10) и (4.11) основными пу­ тями уменьшения относительного уровня мощности гармоник яв­ ляются:

—применение -емкостной связи промежуточного контура с антенным,

—уменьшение отношения токов /я„//а, , поступающих в проме­ жуточный контур усилителя мощности,

—увеличение качества контура выходного каскада (Qu). Использование емкостной связи промежуточного контура с

антенным не встречает существенных практических трудностей.

57

Сейчас при разработке передатчиков, как правило, применяется емкостная связь. Следует отметить, что применение двухтактной схемы при емкостной связи с антенным контуром не дает ослабле­ ния четных гармоник. При индуктивной связи за счет компенсации поля четных гармоник происходит ослабление их передачи в антен­ ный контур. При емкостной связи такой компенсации четных гар­ моник не происходит. Поэтому при двухтактной схеме и емкостной связи уровни излучений четных и нечетных гармоник практически не отличаются.

Уменьшение относительного уровня всех гармонических состав­ ляющих может быть достигнуто увеличением угла отсечки и исполь­ зованием более линейного режима усиления в выходном каскаде передатчика.

Уменьшение относительного значения токов отдельных гармони­ ческих составляющих возможно с помощью фильтрующих устройств. Это ослабление целесообразно сделать до поступления гармониче­ ских компонент в контур выходного каскада. Такое ослабление можно осуществить, 'применяя последовательные резонансные кон­ туры, настроенные на частоты гармоник и включенные непосред­ ственно в анодную цель усилителя мощности. Практически воз­ можно подавление одной, двух наиболее интенсивных гармониче­ ских составляющих (вторая, третья гармоники). В диапазонных передатчиках такая фильтрация гармоник усложняется необходи­ мостью перестроек.

Повышения качества промежуточного контура можно достичь увеличением его характеристического сопротивления и уменьше­ нием активных потерь в контуре.

Применяют неперестраиваемые фильтры гармоник, включенные между элементом связи и антенным контуром. Этими фильтрами обеспечивается дополнительное ослабление гармонических компо­ нент при их передаче от элемента связи в антенный контур. Следует отметить, что такие фильтры получаются достаточно большими по габаритам. При использовании фильтров возникают трудности в их согласовании со стороны входа и выхода в широком диапазоне частот, а также в подавлении паразитных связей.

4.3. Побочные излучения сопутствующие (ПИС)

Сопутствующие побочные излучения в основном возникают при образовании сетки рабочих частот в диапазонах радиолиний и при формировании сигналов, соответствующих заданному виду модуля­ ции и манипуляции. Указанные задачи решаются применением ряда частотных преобразований. При этом формированию необхо­ димых колебаний сопутствует образование побочных компонент.

Наиболее характерными случаями, при которых происходит образование побочных излучений этого класса, являются:

— образование сетки частот связи с использованием умножения частоты в тракте усиления передатчиков амплитудно-модулирован- ных и частотно-модулированных колебаний;

58