книги из ГПНТБ / Шафер, Д. В. Расчет, настройка и испытания транзисторных усилителей с автоматической регулировкой усиления

мыкании «а его выходе; параметр hi2 =UJUz называют обратным коэффициентом усиления транзистора по нап­ ряжению в режиме холостого хода на его входе (обоз­ начается буквой р); параметр /і2і= /г/Л является коэффи­ циентом усиления транзистора по току в режиме корот­ кого замыкания на выходе (в схеме с общей базой его обозначают буквой а, в схеме с общим эмиттером — ß);

В справочной литературе обычно приводятся ft-пара­ метры для схемы включения транзистора с общей базой либо с общим эмиттером, .измеренные при типовом режи­ ме на частоте 270 Гц либо 1 кГц. Для определения ft-na- раметров при включении транзистора с общим эмитте­ ром по его известным ft-параметрам в схеме с общей ба­

Параметры транзистора зависят от величины тока коллектора, напряжения на коллекторе и температуры его корпуса. На рис. 2.3 приведены нормализованные кривые этих зависимостей для германиевых транзисто­ ров. Наличие кривых (рис. 2.3) позволяет по известным паспортным значениям ft-параметров, измеренным при температуре 20±5°С и типовых значениях напряжения и тока, определить ft-параметры для выбранного режи­ ма транзистора в проектируемой схеме.

Рассматриваемые параметры зависят также от час­ тоты. Высокочастотные значения ft-параметров можно определить по низкочастотным значениям, приводимым в паспортных данных, из упрощенных »формул [4]:

16 .

В приведенных формулах /а —граничная частота, на которой усиление транзистора по току в схеме с общей

а) h

3

6

4

1

Ofi

ОА

о,г

О,! 12,2 0,l> Ofi 1 2 !к,мА

Рис. 2.3. Графики зависимости //-параметров:

а) от тока коллектора; б) от коллекторного напряжения; в) от тем­ пературы корпуса транзистора.

базой уменьшается в У 2 раз; fp — то же при включе­ нии транзистора по схеме с общим эмиттером, ifa = /:p(l + + ß);

частота, на которой крутизна характеристики транзисто­

ра S —AIk/ä Uq уменьшается в У 2 раз относительно своего низкочастотного значения;

_ч_астота, на которой параметр /гі2э увеличивается в

У 2 раз относительно своего низкочастотного значения; С'к и г'6— соответственно емкость коллекторного пере­

хода и распределенное сопротивление базы, приводимые в паспортных данных транзистора.

В некоторых справочниках вместо f a и f р приводит­ ся частота fT, на которой усиление транзистора по мощ­ ности равно единице. Частота fT связана с граничными частотами fa и / р соотношениями:'

В расчетные формулы табл. 2.1 допускается подста­ новка низкочастотных значений /г-параметров при выбо­ ре транзистора с частотой /р^З/в, где /в — верхняя ра­ бочая частота усиливаемых сигналов. При больших зна­ чениях /в в формулы табл. 2.1 необходимо подставлять высокочастотные значения /г-параметров, определяемые но приближенным ф-лам (2.12) — (2.15), которые обеспе­ чивают точность расчета ±20% при частоте сигнала не более 0,5 fsl).

Как уже отмечалось, в транзисторных усилителях с режимной АРУ транзистор включается по схеме с об­ щим эмиттером. Коэффициент усиления каскада по нап­ ряжению при таком включении определяется по ф-ле (2.1). Если в ф-лу (2.1) вместо произведения pß подста­ вить его значение из ф-лы (2.3), то с учетом ф-лы (2.2)

‘) Соотношения, аналогичные указанным в табл. 2.1, для систе­ мы ^-параметров приведены в [3].

13

получим следующее выражение для коэффициента уси­ ления напряжения:

зависит от эмиттерного тока и может 'быть представлено формулой

стотных транзисторов не превышает 50—100 Ом, а коэф­ фициент усиления по току ßf/Ci) обычно ие менее 30, по­ этому .при токах эмиттера менее 1 мА в ф-ле (2.21) c'g<C0,026 Kt!U и можно считать

т. е. коэффициент усиления напряжения прямо пропор­ ционален величине тока эмиттера. Уменьшение тока эмит­ тера вызывает уменьшение усиления каскада по напря­ жению из-за увеличения входного сопротивления транзи­ стора Р Лх Т-- и снижения его коэффициента усиления то­ ка tfr(ß). При этом входное сопротивление растет бы­ стрее, нем убывает коэффициент усиления по току. Так, у группы исследованных транзисторов П403 при умень­ шении тока эмиттера в десять раз (от 1 .мА до 100 мкА) на низких частотах входное сопротивление увеличивает­ ся в 6—7 раз, а коэффициент усиления по току умень­ шается в 1,7—1,4 раза.

Выражения (2.22) и (2.23) справедливы для транзи­ сторов с предельной частотой ,/ф которые обычно применяются в УПЧ современных вещательных прием­ ников. С повышением частоты Д, усиливаемого сигнала результат расчета оказывается завышенным, так как на­

воляют судить только об относительном изменении вели-

19

чин Rвх-.т~ и Кт а для определения их абсолютных зна­ чений необходимо пользоваться точными формулами, учитывающими частоту усиливаемого сигнала.

VHhRBxaOm

Рис. 2.4. Зависимость коэффициента уси­ ления напряжения Л’п и входного соп­ ротивления транзистора RBXг — от тока эмиттера и частоты

На рис. 2.4 приведены графики зависимости R bxt~= ='ф(7э) и Ku= ty(Ij)> полученные на частотах 1 и 465 кГц в каскаде с /?п—=620 Ом тіри использовании транзистора

fp —3 МГц; Ск= 10 пФ; г'й =50 Ом. Из графиков видно,

что при изменении тока от 2 мА до 50 мкА .коэффициент усиления напряжения изменяется прямо пропорциональ­ но току эмиттера. При токах эмиттера менее 50 мкА уси­ ление падает быстрее, однако на практике этот режим работы транзистора не используется, поскольку при та­ ких токах режим работы в значительной степени зависит от изменений температуры окружающей среды. Кроме того, при малых токах эмиттера возникают значительные нелинейные искажения формы сигнала. Из графиков так­ же видно, что коэффициент усиления напряжения не за­ висит от частоты сигнала (1 и 465 кГц), а относительные изменения входного сопротивления с увеличением часто­ ты сигнала уменьшаются.

20

Максимально допустимая амплитуда напряжения входного сигнала в регулируемом каскаде при заданном коэффициенте гармоник в случае усиления иемодулированных сигналов зависит в основном от величины тока эмиттера, а в случае усиления модулированных сигна­ лов — от тока эмиттера и глубины модуляции. Макси­ мально допустимая амплитуда напряжения модулирован­ ного сигнала в милливольтах при допустимом коэффи­ циенте гармоник и токах эмиттера 0,1 -1 мА в соответ­ ствии с [2] определяется по формуле

где т а — коэффициент модуляции в относительных еди­ ницах.

Кривые зависимости коэффициента гармоник от нап­ ряжения входного сигнала при различных токах эмитте­ ра приведены на рис. 2.5. Эти кривые позволяют по изве­ стной максималытой ампли­ туде напряжения усиливае­ мого сигнала определить не­ обходимое значение мини­ мального тока эмиттера. По­ скольку относительное из­ менение коэффициента уси­ ления напряжения каскада пропорционально относи­ тельному изменению тока эмиттера транзистора, то максимальная величина это­ го тока /э.м акс может 'быть определена как іпроизвеіде-

ние АГ/э.міш, где N — необхо­ димая глубина регулиро­ вания.

Ввиду сравнительно ма­ лого значения максимально допустимой амплитуды на­

пряжения 'входного сигнала при-приемлемых нелинейных искажениях его формы автоматическую регулировку уси­ ления осуществляют ,в первых каскадах УПЧ либо в УВЧ, где максимальное напряжение входного сигнала обычно не превышает 5—10 мВ.

Полный расчет усилителя с режимной АРУ весьма трудоемок и не представляет практического интереса,

21

так как в процессе настройки оптимальный режим рабо­ ты уточняется экспериментально. Поэтому в данной гла­ ве расчет ведется по приближенным формулам, позво­ ляющим определить режим работы транзистора и элек­ трические параметры схемных элементов; параметры не­ которых элементов уточняются при настройке усилителя с АРУ.

Регулировка усиления управлением величиной тока эмиттера может осуществляться либо изменением базо­ вого тока транзистора, либо непосредственным .измене­ нием тока эмиттера. Наиболее экономична (с точки зре­ ния затрат энергии управляющего сигнала) регулировка изменением тока базы, которая в основном применяется в массовых радиовещательных приемниках. Разработано большое число схем АРУ, сходных по принципу действия (в смысле получения эффекта регулировки), но отличаю­ щихся схемным построением и качественными показате­ лями. Широкое применение в массовых приемниках по­ лучили следующие усилители с режимными АРУ:

— однокаскадные с АРУ изменением тока базы тран­ зистора;

—двухкаскадные с АРУ изменением тока базы тран­ зистора;

—усилители с АРУ с задержкой при регулировке из­ менением тока базы и непосредственным изменением то­ ка эмиттера транзистора.

2.2. ОДНОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ С АРУ ИЗМЕНЕНИЕМ ТОКА БАЗЫ ТРАНЗИСТОРА

Наиболее массовая схема усилителя с АРУ из­ менением тока базы без задержки приведена на рис. 2.6а. В этой схеме транзисторы Ті и Т2 являются усилителями промежуточной частоты. На входе регулируемого тран­ зистора Ті вместо одиночного контура может включать­ ся фильтр сосредоточенной селекции (ФСС) на LC-эле- ментах либо пьезокерамический фильтр. Коллекторной нагрузкой транзистора Т{ служат параллельно включен­ ные резистор Я/к я входное сопротивление транзистора Tz. В некоторых схемах нагрузка Ті делается резонанс­ ной, но шунтируется резистором сопротивлением поряд­ ка 10 кОм с целью снижения добротности контура. Это уменьшает его расстройку изменяющимися в процессе

22

регулировки выходным сопротивлением и выходной ем­ костью транзистора Ті.

Для уменьшения влияния изменяющихся входной ем­ кости II входного сопротивления транзистора 7Т на изби­ рательность входного контура применяется частичное включение базовой цепи транзистора Ті в контур. При­ чем коэффициент включения выбирается настолько ма-

Рис. 2.6. Схема АРУ изменением тока базы:

а) принципиальная; б) эквивалентная схема цепи управления

лым, что во входной цепи практически осуществлялся ре­ жим работы от генератора напряжения. Так, при исполь­ зовании в регулирующем каскаде (ТД транзисторов ти­ пов П401, П402, П403, П422 и П423 их минимальные входные сопротивления при максимальном усилении со­ ставляют 0,5—1 кОм, а коэффициент включения в кон­ тур базовой цепи выбирается равным m„=Wi/(wi + W2 ) = = 0,05-—0,1 (рис. 2.6а). Емкость контурного конденсато­ ра выбирается порядка 1000 пФ. При указанной величи­ не коэффициента включения входное сопротивление транзистора, приведенное параллельно контуру, в 2—3 раза превышает резонансное сопротивление последнего,

23

а входная емкость транзистора, также приведенная па­ раллельно .контурной емкости, не превышает 2—3% ее значения.

Принцип действия схемы рис. 2.6а состоит в следую­ щем. В исходном режиме при отсутствии входного сиг­

тельно включенных резистора Яф и диода Д . Ток /б.нач

/б.нач И /д.пач. а также наличие резистора Яз обеспечи­ вают удовлетворительную температурную стабилизацию режима транзистора Ту.

Усиление каскадов на транзисторах Ту и Тг по пере­ менному току выбрано так, чтобы при номинальном нап­ ряжении входного сигнала //вх.ном выпрямленное напря­ жение положительной полярности, получаемое после дио­

1 мА. Этот режим является исходным. При дальнейшем увеличении напряжения входного сигнала базовый ток транзистора Ту вновь уменьшается, что уменьшает уси­ ление каскада и тем самым стабилизирует напряжение на выходе всего УПЧ. При максимальном напряжении входного сигнала t/вх.макс базовый и коллекторный токи транзистора Ту и соответственно коэффициент усиления переменного напряжения принимают минимальные зна­

Конденсатор Сф и резистор Яф в цепи управления (рис. 2.6а) образуют фильтр, исключающий срабатыва­ ние АРУ от низкочастотной составляющей продетектированного сигнала промежуточной частоты. Низкочастот­ ная составляющая продетектированного сигнала снима­ ется после разделительного конденсатора С е . Конденса­ торы Су, С 2 и резистор Я у образуют фильтр, препятствую­ щий проникновению напряжения промежуточной часто­

24

ты на вход усилителя низкой частоты. Конденсатор Сфі служит для уменьшения реактивного сопротивления электролитического конденсатора Сф, емкостное сопро­ тивление которого увеличивается на промежуточной ча­ стоте. Емкость конденсатора Сф1 при fn, = 465 кГц при­ нимают равной 0,03—0,05 мкФ.

При расчете усилителя с АРУ по схеме рис. 2.6а по­ лагаются ‘известными относительное изменение напря­ жения входного сигнала т на базе транзистора Т\, до­ пустимое относительное изменение напряжения сигнала р на выходе детектора, максимальная амплитуда напря­ жения Нвх.маис входного сигнала на базе транзистора Tlt максимальная и минимальная модулирующие частоты FBи Fa, предельные рабочие температуры fManc, Аши и до­ пустимое значение коэффициента гармоник Кг- Известны также низкочастотные Я-параметры транзистора 7V Яц0, has, Ягіэ и Я2а, измеренные при типовом режиме, и ха­ рактеристические параметры г'б и Ск. Расчет проводят

вследующей последовательности:

1.Определяют необходимую глубину регулировки усиления по ф-леі(І.І). В большинстве массовых прием­ ников т = 20 (26 дБ), р = 2 (6 дБ), поэтому N обычно не превышает 10 и регулирование осуществляется в одном каскаде. Если N>15—20, то регулирование осуществля­ ют в двух каскадах — в каскаде УВЧ и в первом кас­ каде УПЧ, так как в них максимальное напряжение на базе транзисторов не превышает 3—5 мВ.

2.Определяют минимально допустимый ток коллек­ тора /к.міш транзистора Тt при £/вх.макс и допустимом зна­ чении коэффициента гармоник Кг- В каскадах усиления модулированных сигналов допустимость величины

ных сигналов ток /к.ы„и определяют по графикам рис. 2.5. Значениями тока менее 50 мкА обычно не задаются, так как при таких токах усиление транзистора Тх существен­ но зависит от температуры окружающей среды.

3. Определяют начальный коллекторный ток транзи­ стора Ті при входном напряжении, равном нулю:

4. Определяют исходное значение коллекторного то-

25