
книги из ГПНТБ / Перспективные системы передачи, обработки и отображения информации. Вопросы повышения эффективности использования каналов и сетей систем передачи данных
.pdfУдельная скорость |
передачи информации |
в канале |
второго |
||||
рода имеет вид |
|
|
|
|
|
|
|
12 — а„ т |
V |
( т -лг ^ |
} 1о£-' т — |
(k + |
y |
) Xog- k |
|
^F, |
|||||||
— log., У 2*. — ^ m - k + |
у ) log, (т — k) |
|
|
(17) |
|||
Оптимальное k |
имеет значение, |
также равное |
т |
, |
при этом |
||
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
lim (■у, ^опт)" ~ 2. |
|
|
|
(18) |
Определим скорость передачи информации при использовании параллельных составных сигналов, построенных на основе приме нения биортогональных базисных функций. Если использовать для передачи сигналы с произвольным весом от 1 до т, то основание составного сигнала
|
|
|
Мв = $ т- |
(19) |
|
Скорость передачи информации в канале первого рода |
|
||||
|
Я , - у - log, Мб = 3,17 АД, |
( 20) |
|||
удельная скорость |
|
|
|
3,17 |
|
|
|
|
|
( 21) |
|
|
|
|
|
|
|
Продольное значение скорости передачи информации |
|
||||
|
|
lim 7?, — 3,17 Д F, |
( 2 2 ) |
||
|
|
Ттах |
3,17. |
(23) |
|
Для канала второго рода |
|
|
|
||
/ |
1 |
И |
log, /Иг, — 3,17 (A F3— V), |
(24) |
|
/?2 = W |
|
||||
|
|
2 А /у, |
|
|
|
удельная скорость |
|
|
|
|
|
|
|
|
3,17 |
3,17 V |
(25) |
|
|
|
*0 |
A F ‘ |
|
|
|
|
|
При т -> оо ( V -> 0)
lim R2= I/ ( 1 |
17 ^ |
|
ДДЭ |
3,17 A F |
(26) |
|
П |
||
|
50
удельная скорость |
|
|
|
|
|
|
|
|
(27) |
||
|
|
|
Tmax |
"3,1/. |
|
|
|
||||
Если вес параллельного составного сигнала зафиксировать, то |
|||||||||||
основание Мб можно определить в виде |
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
Мв = 2к с* |
|
|
|
(28) |
||||
Скорость передачи информации равна |
|
|
|
||||||||
|
|
R |
1 |
log2 2k cm= |
|
|
|||||
|
|
~ y |
|
|
|
||||||
Г |
k -1- ^ т 4- у |
j |
log, т - |
^ к + у |
j log, k |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
— log2 V ‘2k - \ m |
- |
k -f у1 |
\j log2 {rn — k) |
(29) |
||||||
Удельная скорость передачи информации в канале первого ро |
|||||||||||
да определяется выражением |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
Ti |
|
2 |
|
у ) |
log2 т — (k + |
y j logsk — |
|||||
|
k -f [т -f |
||||||||||
|
|
“ о т |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
- log., V 2 |
m — k + |
y ) |
logs (m —k ) |
(30) |
||||||
Функция имеет максимум no k, после дифференцирования у по |
|||||||||||
k, получим |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
т |
|
|
|
|
Удельная скорость передачи информации в канале второго рода |
|||||||||||
равна |
|
|
|
|
/ |
|
|
|
, |
|
|
|
|
72 |
2 |
|
1 |
|
V |
|
|
||
|
|
т |
|
1 - |
т-^-1 X |
|
|
||||
|
|
|
|
|
Л |
Fa |
|
|
|||
X k + |
|
I m + у I log., m |
|
|
(& -)- y |
j |
logo k — log, У 2-n |
||||
|
|
- |
k -f- у |
j log, (m — &) |
|
||||||
и примет |
максимальное |
значение |
при |
k0 |
2т |
. Предельное |
|||||
X |
|||||||||||
значение удельной скорости в канале первого и второго рода |
|||||||||||
|
|
Нт(т, |
Х тХ З ,1 7 . |
|
(31) |
4* |
51 |
Таким образом, на основе анализа параллельных составных
сигналов можно сделать следующие выводы:
1. Наибольшей информативной скоростью среди рассмотренно го класса сигналов обладают параллельные составные сигналы,
построенные на |
основе биортогональных сигналов, они обеспечи |
|
вают |
удельную |
скорость у= 3 ,1 7 бит/с-Гц. |
2. |
При достаточно большом т параллельные составные сиг |
налы инвариантны к амплитудно-частотным и фазочастотным ха рактеристикам канала, что позволяет рассматривать этот класс сигналов как весьма перспективный для использования в частотно ограниченных каналах связи.
§ 1.10. ВЛИЯНИЕ ЛИНЕЙНЫХ и с к а ж е н и и НА ДОСТОВЕРНОСТЬ ПРИЕМА ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ
Проведем оценку влияния линейных искажений на достовер ность приема как последовательных, так и параллельных состав ных сигналов. Решение поставленной задачи предварительно про ведем для двоичного сигнала. Попытка решения этой задачи была предпринята в ряде работ [6,11], однако представленное в них решение не является строгим (например, мультипликативные по мехи, являющиеся следствием линейных искажений, авторы ука занных работ представляют аддитивными)-.
Определим сначала закон распределения огибающей синхрон ного телеграфного сигнала после прохождения через линейный
четырехполюсник.
Пусть одномерное распределение телеграфного сигнала имеет
вид
*(1)
Телеграфный сигнал с распределением вероятностей (1) поступает в канал связи, который определяется амплитудно-частотной с(со)
и фазочастотной характеристикой ср(со).
Существует ряд приближенных методов решения поставленной задачи, одним из которых является метод, основанный на вычис лении моментов распределения случайной последовательности на выходе линейной системы [16]. При этом рассматривается задача определения одномерной функции распределения на выходе линей ной системы с постоянными параметрами. Одномерная функция распределения связана с характеристической функцией обратным преобразованием Фурье
(2)
где Oj (v) — одномерная характеристическая функция.
52
Если существуют начальные моменты любого порядка, то ха рактеристическая функция может быть представлена рядом Маклорена
Q, (г') 1 + V тьу(i v)k, |
( 3) |
k-=l |
|
где /«ky— j У' wi (У) d у — начальный момент &-го порядка.
Обозначим через |
/яку (ч^ , . ■■, |
j) |
смешанный |
момент /г-го |
||
порядка случайного процесса y(t) |
на выходе линейной системы: |
|||||
|
тку(ти . . |
(t)y |
(t |
. у (t ■(- t k_0}i== |
|
|
= |
I'v j.. . y kw ( y u . . . „ У к , ч , |
- . -,4-i)d у,. . |
. d y k. |
(4) |
Зная смешанный момент А-го порядка, можно определить А-й на чальный момент:
тку = Urn triky (х„ |
Tk_l). |
(5) |
|
, Tk_i 0. |
|
Учитывая, что |
|
|
|
|
|
y ( i ) = ^ x i t — -) h (т) d т, |
( 6) |
можно определить зависимость смешанных моментов случайной последовательности на входе и выходе линейной системы (ка нала) :
Я2ку См >■■•, тк—1; ==
= т , (’ • • • j |
h (а,) |
... А(ик) л- (( - и,) |
.. . х (t + |
Г |
|
1 |
|
|
|
|
|
-г |
тк _I — |
wk) d ul ... d «к v. |
(7) |
!
Если поменять порядок интегрирования и усреднения, получим
Ш ку К , . . , .Tk- l ) = |
ОС |
00 |
|
|
|
|
J • • • j А Ю • ■ • А (Ик) Я7кх (Ч, |
|
|||||
-- |
Wj! * • ' |
I ^ к — 1 |
~р |
Я к ) £/ |
. . . d u k . |
( 8) |
53
Таким образом, знание начальных моментов на выходе линей ной системы является достаточным для определения закона рас пределения сигнала. Одномерную плотность вероятности синхрон ного телеграфного сигнала можно определить '[17], используя ап проксимацию ее при помощи полиномов Лагерра или полиномов Эрмита:
|
Щ (У) |
K '.Jj'.iV |
1 Л |
//:1 |
(9) |
|
|
|
— п\ О'1 |
|
|||
|
|
|
п-0 |
|
|
|
|
|
w(y) = |
У;с„е-У y ' L f { y ) . |
(10) |
||
|
|
|
п=0 |
|
|
|
Здесь Нп(г), |
IJ*->(z) — соответственно |
одномерные |
полиномы Эр |
|||
|
|
мита и обобщенные полиномы Лагерра; |
||||
|
ш1н (у) - нормальный закон распределения. |
|||||
Коэффициенты Ьп и с„ |
могут быть определены, |
если известны |
||||
одномерные |
начальные моменты |
высших порядков. |
При вычисле |
нии одномерного закона распределения огибающей телефонного сигнала с точностью, достаточной для проведения инженерных расчетов, можно ограничиться определением начальных моментов вплоть до четвертого. Определим сначала начальные моменты те
леграфного сигнала x(t) |
на входе линейной системы. |
|
||||||
Согласно условию яг!х = 0, |
Второй |
начальный |
момент *т.,х — |
|||||
— m x{x(t)x[t |
")}• Это произведение равно -f- 1 |
с вероятностью |
||||||
Р{ + ) и — 1 с вероятностью Р(_). |
В соответствии с общим опре |
|||||||
делением среднего значения случайной величины имеем |
|
|||||||
|
m t \x(t) х {( -f |
|
■--(Р(+) - Я(->). |
|
(И) |
|||
Как показано в [18], |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Pi(-и : |
«£-; |
р (-у |
2тп |
|
( 12) |
||
|
|
Z V.Q |
|
|
|
|
||
где то — длительность элементарной посылки. Следовательно, |
|
|||||||
|
/га,, |
! 1 |
‘■о |
|
! т |
т0, |
|
(13) |
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
i " ; |
Я т0. |
|
|
Для вычисления момента четвертого порядка |
необходимо |
вы |
||||||
числить среднее значение случайной величины: |
|
|
||||||
|
/га, |х {t) х (t |
х (t -у- т,) х (t -4- т.,)|, |
(14) |
|||||
По аналогии с вычислением /га2х |
получим |
|
|
|||||
тх\х [t) х (t -'Г и) х {t -f т,) х (t + |
т.,)* •= Я(Н) - Я(_). |
(15) |
5 !
Вместо (14) рассмотрим выражение, |
эквивалентное ему: |
|||||
|
т 1{л (t) х (t + Tt) х {t + т2) х (t |
т3)} = |
|
|||
|
— Шх|ЛГ3 (t) X (t -f- Tj) X (t -J- T2) X (t -)- T.,)j. |
(16) |
||||
Эквивалентность следует из того, что |
|
|
|
|
||
Пусть |
х2(0 = 1. |
|
|
|
(17) |
|
х^ (t)x(t ; Zi)x(t -f т2) x ( t |
+ |
т3) — ab с, |
(18) |
|||
q |
||||||
где |
|
|
|
|
|
|
a-.r=x{t)-x(t -г ~,); b ■?=х (t) х (t + ъ)-, |
с = x (/) x(t |
-4-- т3), (19) |
||||
тогда ввиду |
независимости временных |
сдвигов ~t, у,, |
т3 события |
а, Ь, с будут независимы. Следовательно, вероятность, что величи
на <7 будет положительна, |
определится как |
|
|
|||||||
Р{+) = |
Р{+) (д) = Рм |
(а) Р(+) (В Д + ) (с) + |
|
|||||||
■I- Л + ) .0*)Л-> W Л-> (О + |
Р<_, (д) Л + ) (*) Л -) (О Ь |
|||||||||
|
|
д |
Р |
^ Р |
^ |
Р |
^ |
с ) . |
|
(20) |
Принимая во внимание (12), после несложных преобразовании |
||||||||||
получим |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Р,i+): |
1 |
|
1 - |
71 |
1 |
|
|
|
ч < т 0 (21) |
|
|
|
|
т, |
\ |
|
0 , |
. |
‘•о |
|
|
|
|
|
|
Ч) / |
|
|
||||
или, учитывая, что Р<+) + |
Р<-> = |
1, имеем |
|
|
||||||
т1|л-(П x(t |
4- -4) x( t + |
r2) x ( t |
+ |
т3)}- ^ 2 |
P (+ ) — 1 |
|||||
xo |
|
i X2 I |
|
'■o |
при (|Д, ;Д,Д:) |
4 T0; |
||||
|
lo |
/ \ |
|
|
|
|
( 22) |
|||
^ i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0, |
|
|
при |Tj|, |
либо |
:-C,i, либо |т3| > |
T0. |
Применение изложенной методики для расчета моментов нечет ного порядка приводит к выводу, что моменты нечетного порядка равны нулю. Действительно, для момента третьего порядка имеем
т ^ х (t)x(t -f xt) х (т -j- т2) j. --=
т ]а' (t) х ( t ) x (t |
т,) x (i)x (t |
x2) j.. - 0. |
(23) |
Зная импульсную переходную функцию канала и моменты рас пределения на входе, можно определить на основании (8) и (5) на чальные моменты на выходе.
55
Пусть канал имеет импульсную переходную |
функцию |
Л («) = %е~т\ a = \ F 3, |
(24) |
где Л/с, — эквивалентная полоса пропускания канала, определяе мая с учетом наличия колебательного компонента АЧХ и нелиней ного компонента ФЧХ:
|
|
|
Л/V |
|
\ |
F. |
|
|
(25) |
|
Здесь Л А —эффективная |
полоса |
пропускания канала; |
поло |
|||||||
а0 — коэффициент, |
учитывающий степень |
сужения |
||||||||
сы пропускания канала за счет линейных искажений. |
||||||||||
Начальный момент четвертого порядка примет вид |
|
|||||||||
|
М |
оо и1 11‘) |
11.. |
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
f |
f е |
аи‘е~ |
|
|
|
|||
|
|
о о о о |
|
|
|
|
|
|
|
|
«1 |
1 - |
и, — ия |
у |
|
и, — и. |
duxdn.,du?>dax. |
(26) |
|||
'■о |
/ \ |
|
-о |
/ |
|
-о |
|
|
|
|
После громоздких |
вычислений |
(26) получим |
|
|
||||||
|
. |
13 |
1/ |
, |
84 |
/ П \2 |
28 / |
V \ 3 |
(27) |
|
|
,П4у — 1 |
3 ‘ я " 1 9 ~а |
3 ( a |
|
||||||
|
|
|
||||||||
где V — скорость модуляции. |
|
|
|
|
результат |
|
||||
Вычисление второго начального момента дает |
|
|||||||||
|
|
л/,у= 1 - - ^ . |
|
|
(28) |
Зная среднее, дисперсию, коэффициенты асимметрии и эксцесса можно определить аналитический вид закона распределения оги бающей синхронного телеграфного сигнала на выходе линейного четырехполюсника. Однако полученное выражение является сложным и малопригодным для последующих вычислений.
Аналитический вид огибающей можно упростить, если осущест вить замену синхронного телеграфного сигнала «эквивалентным» обобщенным телеграфным сигналом. Известно (16], что для обоб щенного телеграфного сигнала справедливо
ткх(их, . . ., ик) = тх{х (t — и ,).. ,x(t — мк)| =
ехр |
—2 И, V (— 1)' К |
«i, к —четное, |
|
i = i |
(29) |
1 |
0, |
к — нечетное, |
где У\ — среднее число перемен знаков телеграфного сигнала и. единицу времени.
56
Начальный момент k-ro порядка на выходе |
линейной системы |
|||||||
в этом случае |
равен |
|
|
|
|
|
|
|
тку = акА! |
ui |
|
uk—1 |
|
|
|
|
X |
(" I" • • • |
|
j* exp |
i=i |
|
i=i |
|||
|
о и |
|
о |
|
|
|||
|
|
|
X d ик ... |
d «!• |
|
|
(З о ) |
|
Дисперсия |
сигнала |
определится |
в |
виде |
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
(31) |
|
|
|
|
/?;0 1—__-------- ---- |
|
|
|||
|
|
|
, + 2V\ |
|
|
|
|
|
При произвольном конечном k интеграл |
(30) |
приводится к виду |
||||||
|
/п,0: |
= ( 2 0 ! П _____ 1______ |
(32) |
|||||
|
2ГУ |
1 1 |
9 1 |
I I |
2А |
|
|
|
|
|
|
г-i |
" 1 |
' |
гг |
|
Используя определение бета-функции
1
В (х,у) = ^ гг*”1(1 —v y ~ l dv (33) 6
исоотношение для гамма-функции
Г(х 1) = х Г(х),
выражение (32) можно записать следующим образом:
|
В I г |
1 |
, |
W |
|
, „ |
|
||
т2rv |
|
2 |
’ о |
|
в { |
L |
|
(34) |
|
|
[/> |
|||
|
|
2 ’ |
а |
|
Если учесть, что бета-распределение
(х) = |
х а_1 (1 — Х)ь 1 |
|
В (а, Ь) |
а > 0, b > 0, 0 < х < 1
имеет начальные моменты Е-го порядка
Ши
В{а-\- k, b) В (а, Ь) ’
(35)
(36)
то, сравнивая |
(34) и (36), можно сделать вывод, что моменты, |
^г-го порядка |
исследуемого процесса совпадают с моментами г-го |
57
порядка случайной величины, имеющий бета-распределение. Про делав ряд несложных преобразований 1[ 16], одномерный закон рас пределения обобщенного телеграфного сигнала на выходе интег ратора примет вид
( 1 - у ) |
|
|
|
(37) |
|
wl (у) |
1 |
V, |
У |
1• |
|
В |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
Из условия |
|
|
|
|
|
с ) wt (у) dy ~ 0,5 |
|
|
(38) |
||
о |
|
|
|
|
|
определим нормированный коэффициент распределения (37):
0,5 В |
1 |
Yi |
о |
а |
с
В[ 1, Yiа
Таким образом, окончательно закон распределения обобщенно го телеграфного сигнала на выходе линейной системы примет вид
1 - у |
|
а |
Щ (У) ••= |
1, |
(39) |
2 5 |
Vi |
|
|
|
а |
Выражение (39) можно использовать в качестве закона распреде ления огибающей и синхронного телеграфного сигнала.
Действительно, синхронный и обобщенный телеграфные сигналы имеют одинаковые нечетные моменты произвольного порядка. По мимо этого можно обеспечить равенство вторых начальных мо ментов:
|
1 - |
V |
а |
|
(40) |
|
а |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
откуда следует, |
что подставляемое в (39) значение |
V\ должно |
|||
определяться из |
условия |
|
|
|
|
|
|
1 |
- -1/ |
- 1 |
(41) |
|
|
|
|
Следует отметить, что при выполнении условия (41) моменты четвертого порядка для синхронного и обобщенного телеграфных
58
сигналов отличаются, однако отличие коэффициента эксцесса не существенно, причем его отрицательный знак всегда сохраняется. Следовательно, закон изменения огибающей телеграфного сигна ла при прохождении последнего через канал можно аналитически описать выражением (39).
Поскольку огибающая телеграфного сигнала является случай ной величиной, то следует считать, что линейные искажения приво дят к возникновению мультипликативных помех. Причем уровень мультипликативной помехи определяется отношением скорости модуляции и ширины полосы пропускания канала. Кроме того, он зависит от степени нелинейности ФЧХ и неравномерности АЧХ, что необходимо учитывать при расчете помехоустойчивости прие ма сигналов.
Проведем анализ влияния линейных искажений на помехоус тойчивость приема двоичных сигналов. Для определенности будем рассматривать оптимальный когерентный метод приема.
В канале с постоянными параметрами помехоустойчивость ко герентного приемника согласно [19] определяется выражением
|
|
|
1 |
1 - |
Ф(тгА) , |
|
(42) |
|
|
|
Р = 2 |
|
|||
где |
у -- коэффициент, определяемый видом модуляции; |
||||||
Ф (л-) — функция Крампа; |
|
|
|
||||
Р. |
Т |
|
|
|
сигнала к спектральной |
плот- |
|
/Р —— |
-----отношение энергии |
||||||
V |
|
ности шумов. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
величи |
||
Если обозначить через /г02 математическое ожидание |
|
||||||
ны /г2, то |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
h- -- у '1 ( l |
-|- —“” Lj /го2. |
|
(43) |
|
поэтому полная вероятность ошиоки определится как |
|
|
|||||
|
|
1 |
|
|
|
|
|
Р |
- 2 |
j* |
{ у )/ (а0, у) d y , |
а01 = А07 у 1 + |
. |
(44) |
|
Учитывая |
(39) |
и (42), вероятность ошибки запишется в виде |
|||||
Р |
|
1 |
1 |
V, -1 |
|
(45) |
|
|
|
(1 - у ) “ |
[1 — Ф (a„, v)] dy. |
|
|||
|
2 В [ \ V', |
|
|
|
|
v
о
59