Добавил:
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:

книги из ГПНТБ / Перспективные системы передачи, обработки и отображения информации. Вопросы повышения эффективности использования каналов и сетей систем передачи данных

.pdf
Скачиваний:
8
Добавлен:
19.10.2023
Размер:
4.43 Mб
Скачать

Удельная скорость

передачи информации

в канале

второго

рода имеет вид

 

 

 

 

 

 

 

12 — а„ т

V

( т -лг ^

} 1о£-' т

(k +

y

) Xog- k

^F,

log., У 2*. — ^ m - k +

у ) log, k)

 

 

(17)

Оптимальное k

имеет значение,

также равное

т

,

при этом

 

 

 

 

 

2

 

 

 

 

lim (■у, ^опт)" ~ 2.

 

 

 

(18)

Определим скорость передачи информации при использовании параллельных составных сигналов, построенных на основе приме­ нения биортогональных базисных функций. Если использовать для передачи сигналы с произвольным весом от 1 до т, то основание составного сигнала

 

 

 

Мв = $ т-

(19)

Скорость передачи информации в канале первого рода

 

 

Я , - у - log, Мб = 3,17 АД,

( 20)

удельная скорость

 

 

 

3,17

 

 

 

 

 

( 21)

 

 

 

 

 

Продольное значение скорости передачи информации

 

 

 

lim 7?, — 3,17 Д F,

( 2 2 )

 

 

Ттах

3,17.

(23)

Для канала второго рода

 

 

 

/

1

И

log, /Иг, — 3,17 (A F3V),

(24)

/?2 = W

 

 

 

2 А /у,

 

 

удельная скорость

 

 

 

 

 

 

 

 

3,17

3,17 V

(25)

 

 

 

*0

A F

 

 

 

 

При т -> оо ( V -> 0)

lim R2= I/ ( 1

17 ^

 

ДДЭ

3,17 A F

(26)

П

 

50

удельная скорость

 

 

 

 

 

 

 

 

(27)

 

 

 

Tmax

"3,1/.

 

 

 

Если вес параллельного составного сигнала зафиксировать, то

основание Мб можно определить в виде

 

 

 

 

 

 

 

Мв = 2к с*

 

 

 

(28)

Скорость передачи информации равна

 

 

 

 

 

R

1

log2 2k cm=

 

 

 

 

~ y

 

 

 

Г

k -1- ^ т 4- у

j

log, т -

^ к + у

j log, k

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

— log2 V ‘2k - \ m

-

k -f у1

\j log2 {rn k)

(29)

Удельная скорость передачи информации в канале первого ро­

да определяется выражением

 

 

 

 

 

 

 

 

Ti

 

2

 

у )

log2 т (k +

y j logsk

 

k -f -f

 

 

“ о т

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

- log., V 2

m k +

y )

logs (m k )

(30)

Функция имеет максимум no k, после дифференцирования у по

k, получим

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

т

 

 

 

 

Удельная скорость передачи информации в канале второго рода

равна

 

 

 

 

/

 

 

 

,

 

 

 

 

72

2

 

1

 

V

 

 

 

 

т

 

1 -

т-^-1 X

 

 

 

 

 

 

 

Л

Fa

 

 

X k +

 

I m + у I log., m

 

 

(& -)- y

j

logo k — log, У 2-n

 

 

-

k -f- у

j log, (m — &)

 

и примет

максимальное

значение

при

k0

. Предельное

X

значение удельной скорости в канале первого и второго рода

 

 

Нт(т,

Х тХ З ,1 7 .

 

(31)

4*

51

Таким образом, на основе анализа параллельных составных

сигналов можно сделать следующие выводы:

1. Наибольшей информативной скоростью среди рассмотренно­ го класса сигналов обладают параллельные составные сигналы,

построенные на

основе биортогональных сигналов, они обеспечи­

вают

удельную

скорость у= 3 ,1 7 бит/с-Гц.

2.

При достаточно большом т параллельные составные сиг­

налы инвариантны к амплитудно-частотным и фазочастотным ха­ рактеристикам канала, что позволяет рассматривать этот класс сигналов как весьма перспективный для использования в частотно ограниченных каналах связи.

§ 1.10. ВЛИЯНИЕ ЛИНЕЙНЫХ и с к а ж е н и и НА ДОСТОВЕРНОСТЬ ПРИЕМА ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ

Проведем оценку влияния линейных искажений на достовер­ ность приема как последовательных, так и параллельных состав­ ных сигналов. Решение поставленной задачи предварительно про­ ведем для двоичного сигнала. Попытка решения этой задачи была предпринята в ряде работ [6,11], однако представленное в них решение не является строгим (например, мультипликативные по­ мехи, являющиеся следствием линейных искажений, авторы ука­ занных работ представляют аддитивными)-.

Определим сначала закон распределения огибающей синхрон­ ного телеграфного сигнала после прохождения через линейный

четырехполюсник.

Пусть одномерное распределение телеграфного сигнала имеет

вид

*(1)

Телеграфный сигнал с распределением вероятностей (1) поступает в канал связи, который определяется амплитудно-частотной с(со)

и фазочастотной характеристикой ср(со).

Существует ряд приближенных методов решения поставленной задачи, одним из которых является метод, основанный на вычис­ лении моментов распределения случайной последовательности на выходе линейной системы [16]. При этом рассматривается задача определения одномерной функции распределения на выходе линей­ ной системы с постоянными параметрами. Одномерная функция распределения связана с характеристической функцией обратным преобразованием Фурье

(2)

где Oj (v) — одномерная характеристическая функция.

52

Если существуют начальные моменты любого порядка, то ха­ рактеристическая функция может быть представлена рядом Маклорена

Q, (г') 1 + V тьу(i v)k,

( 3)

k-=l

 

где /«ky— j У' wi (У) d у — начальный момент &-го порядка.

Обозначим через

/яку (ч^ , . ■■,

j)

смешанный

момент /г-го

порядка случайного процесса y(t)

на выходе линейной системы:

 

тку(ти . .

(t)y

(t

. у (t ■(- t k_0}i==

 

=

I'v j.. . y kw ( y u . . . „ У к , ч ,

- . -,4-i)d у,. .

. d y k.

(4)

Зная смешанный момент А-го порядка, можно определить А-й на­ чальный момент:

тку = Urn triky (х„

Tk_l).

(5)

 

, Tk_i 0.

Учитывая, что

 

 

 

y ( i ) = ^ x i t — -) h (т) d т,

( 6)

можно определить зависимость смешанных моментов случайной последовательности на входе и выходе линейной системы (ка­ нала) :

Я2ку См >■■•, тк—1; ==

= т , (’ • • • j

h (а,)

... А(ик) л- (( - и,)

.. . х (t +

Г

 

1

 

 

 

 

тк _I —

wk) d ul ... d «к v.

(7)

!

Если поменять порядок интегрирования и усреднения, получим

Ш ку К , . . , .Tk- l ) =

ОС

00

 

 

 

J • • • j А Ю • ■ • А (Ик) Я7кх (Ч,

 

--

Wj! * • '

I ^ к — 1

Я к ) £/

. . . d u k .

( 8)

53

Таким образом, знание начальных моментов на выходе линей­ ной системы является достаточным для определения закона рас­ пределения сигнала. Одномерную плотность вероятности синхрон­ ного телеграфного сигнала можно определить '[17], используя ап­ проксимацию ее при помощи полиномов Лагерра или полиномов Эрмита:

 

Щ (У)

K '.Jj'.iV

1 Л

//:1

(9)

 

 

п\ О'1

 

 

 

 

п-0

 

 

 

 

 

w(y) =

У;с„е-У y ' L f { y ) .

(10)

 

 

 

п=0

 

 

 

Здесь Нп(г),

IJ*->(z) — соответственно

одномерные

полиномы Эр­

 

 

мита и обобщенные полиномы Лагерра;

 

ш1н (у) - нормальный закон распределения.

Коэффициенты Ьп и с„

могут быть определены,

если известны

одномерные

начальные моменты

высших порядков.

При вычисле­

нии одномерного закона распределения огибающей телефонного сигнала с точностью, достаточной для проведения инженерных расчетов, можно ограничиться определением начальных моментов вплоть до четвертого. Определим сначала начальные моменты те­

леграфного сигнала x(t)

на входе линейной системы.

 

Согласно условию яг!х = 0,

Второй

начальный

момент *т.,х —

— m x{x(t)x[t

")}• Это произведение равно -f- 1

с вероятностью

Р{ + ) и — 1 с вероятностью Р(_).

В соответствии с общим опре­

делением среднего значения случайной величины имеем

 

 

m t \x(t) х {( -f

 

■--(Р(+) - Я(->).

 

(И)

Как показано в [18],

 

 

 

 

 

 

 

 

Pi(-и :

«£-;

р (-у

2тп

 

( 12)

 

 

Z V.Q

 

 

 

 

где то — длительность элементарной посылки. Следовательно,

 

 

/га,,

! 1

‘■о

 

! т

т0,

 

(13)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

i " ;

Я т0.

 

 

Для вычисления момента четвертого порядка

необходимо

вы­

числить среднее значение случайной величины:

 

 

 

/га, |х {t) х (t

х (t -у- т,) х (t -4- т.,)|,

(14)

По аналогии с вычислением /га2х

получим

 

 

тх\х [t) х (t -'Г и) х {t -f т,) х (t +

т.,)* •= Я(Н) - Я(_).

(15)

5 !

Вместо (14) рассмотрим выражение,

эквивалентное ему:

 

т 1(t) х (t + Tt) х {t + т2) х (t

т3)} =

 

 

Шх|ЛГ3 (t) X (t -f- Tj) X (t -J- T2) X (t -)- T.,)j.

(16)

Эквивалентность следует из того, что

 

 

 

 

Пусть

х2(0 = 1.

 

 

 

(17)

х^ (t)x(t ; Zi)x(t -f т2) x ( t

+

т3) — ab с,

(18)

q

где

 

 

 

 

 

a-.r=x{t)-x(t -г ~,); b ■?=х (t) х (t + ъ)-,

с = x (/) x(t

-4-- т3), (19)

тогда ввиду

независимости временных

сдвигов ~t, у,,

т3 события

а, Ь, с будут независимы. Следовательно, вероятность, что величи­

на <7 будет положительна,

определится как

 

 

Р{+) =

Р{+) (д) = Рм

(а) Р(+) (В Д + ) (с) +

 

■I- Л + ) .0*)Л-> W Л-> (О +

Р<_, (д) Л + ) (*) Л -) (О Ь

 

 

д

Р

^ Р

^

Р

^

с ) .

 

(20)

Принимая во внимание (12), после несложных преобразовании

получим

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Р,i+):

1

 

1 -

71

1

 

 

 

ч < т 0 (21)

 

 

 

т,

\

 

0 ,

.

‘•о

 

 

 

 

 

Ч) /

 

 

или, учитывая, что Р<+) +

Р<-> =

1, имеем

 

 

т1|л-(П x(t

4- -4) x( t +

r2) x ( t

+

т3)}- ^ 2

P (+ ) — 1

xo

 

i X2 I

 

'■o

при (|Д, ;Д,Д:)

4 T0;

 

lo

/ \

 

 

 

 

( 22)

^ i

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0,

 

 

при |Tj|,

либо

:-C,i, либо |т3| >

T0.

Применение изложенной методики для расчета моментов нечет­ ного порядка приводит к выводу, что моменты нечетного порядка равны нулю. Действительно, для момента третьего порядка имеем

т ^ х (t)x(t -f xt) х (т -j- т2) j. --=

т ]а' (t) х ( t ) x (t

т,) x (i)x (t

x2) j.. - 0.

(23)

Зная импульсную переходную функцию канала и моменты рас­ пределения на входе, можно определить на основании (8) и (5) на­ чальные моменты на выходе.

55

Пусть канал имеет импульсную переходную

функцию

Л («) = %е~т\ a = \ F 3,

(24)

где Л/с, — эквивалентная полоса пропускания канала, определяе­ мая с учетом наличия колебательного компонента АЧХ и нелиней­ ного компонента ФЧХ:

 

 

 

Л/V

 

\

F.

 

 

(25)

Здесь Л А —эффективная

полоса

пропускания канала;

поло­

а0 — коэффициент,

учитывающий степень

сужения

сы пропускания канала за счет линейных искажений.

Начальный момент четвертого порядка примет вид

 

 

М

оо и1 11‘)

11..

 

 

 

 

 

 

 

i

f

f е

аи‘е~

 

 

 

 

 

о о о о

 

 

 

 

 

 

 

«1

1 -

и, — ия

у

 

и, — и.

duxdn.,du?>dax.

(26)

'■о

/ \

 

/

 

 

 

 

После громоздких

вычислений

(26) получим

 

 

 

.

13

1/

,

84

/ П \2

28 /

V \ 3

(27)

 

,П4у — 1

3 ‘ я " 1 9 ~а

3 ( a

 

 

 

 

где V — скорость модуляции.

 

 

 

 

результат

 

Вычисление второго начального момента дает

 

 

 

л/,у= 1 - - ^ .

 

 

(28)

Зная среднее, дисперсию, коэффициенты асимметрии и эксцесса можно определить аналитический вид закона распределения оги­ бающей синхронного телеграфного сигнала на выходе линейного четырехполюсника. Однако полученное выражение является сложным и малопригодным для последующих вычислений.

Аналитический вид огибающей можно упростить, если осущест­ вить замену синхронного телеграфного сигнала «эквивалентным» обобщенным телеграфным сигналом. Известно (16], что для обоб­ щенного телеграфного сигнала справедливо

ткх(их, . . ., ик) = тх{х (t — и ,).. ,x(t — мк)| =

ехр

—2 И, V (— 1)' К

«i, к —четное,

 

i = i

(29)

1

0,

к — нечетное,

где У\ — среднее число перемен знаков телеграфного сигнала и. единицу времени.

56

Начальный момент k-ro порядка на выходе

линейной системы

в этом случае

равен

 

 

 

 

 

 

 

тку = акА!

ui

 

uk—1

 

 

 

 

X

(" I" • • •

 

j* exp

i=i

 

i=i

 

о и

 

о

 

 

 

 

 

X d ик ...

d «!•

 

 

(З о )

Дисперсия

сигнала

определится

в

виде

 

 

 

 

 

 

1

 

 

 

(31)

 

 

 

/?;0 1—__-------- ----

 

 

 

 

 

, + 2V\

 

 

 

 

При произвольном конечном k интеграл

(30)

приводится к виду

 

/п,0:

= ( 2 0 ! П _____ 1______

(32)

 

2ГУ

1 1

9 1

I I

 

 

 

 

 

г-i

" 1

'

гг

 

Используя определение бета-функции

1

В (х,у) = ^ гг*”1(1 v y ~ l dv (33) 6

исоотношение для гамма-функции

Г(х 1) = х Г(х),

выражение (32) можно записать следующим образом:

 

В I г

1

,

W

 

, „

 

т2rv

 

2

’ о

в {

L

 

(34)

 

[/>

 

 

2

а

 

Если учесть, что бета-распределение

(х) =

х а_1 (1 — Х)ь 1

 

В (а, Ь)

а > 0, b > 0, 0 < х < 1

имеет начальные моменты Е-го порядка

Ши

В{а-\- k, b) В (а, Ь) ’

(35)

(36)

то, сравнивая

(34) и (36), можно сделать вывод, что моменты,

^г-го порядка

исследуемого процесса совпадают с моментами г-го

57

порядка случайной величины, имеющий бета-распределение. Про­ делав ряд несложных преобразований 1[ 16], одномерный закон рас­ пределения обобщенного телеграфного сигнала на выходе интег­ ратора примет вид

( 1 - у )

 

 

 

(37)

wl (у)

1

V,

У

1•

В

 

 

 

 

 

 

 

 

Из условия

 

 

 

 

 

с ) wt (у) dy ~ 0,5

 

 

(38)

о

 

 

 

 

 

определим нормированный коэффициент распределения (37):

0,5 В

1

Yi

о

а

с

В[ 1, Yiа

Таким образом, окончательно закон распределения обобщенно­ го телеграфного сигнала на выходе линейной системы примет вид

1 - у

 

а

Щ (У) ••=

1,

(39)

2 5

Vi

 

 

а

Выражение (39) можно использовать в качестве закона распреде­ ления огибающей и синхронного телеграфного сигнала.

Действительно, синхронный и обобщенный телеграфные сигналы имеют одинаковые нечетные моменты произвольного порядка. По­ мимо этого можно обеспечить равенство вторых начальных мо­ ментов:

 

1 -

V

а

 

(40)

 

а

 

 

 

 

 

 

 

откуда следует,

что подставляемое в (39) значение

V\ должно

определяться из

условия

 

 

 

 

 

1

- -1/

- 1

(41)

 

 

 

 

Следует отметить, что при выполнении условия (41) моменты четвертого порядка для синхронного и обобщенного телеграфных

58

сигналов отличаются, однако отличие коэффициента эксцесса не­ существенно, причем его отрицательный знак всегда сохраняется. Следовательно, закон изменения огибающей телеграфного сигна­ ла при прохождении последнего через канал можно аналитически описать выражением (39).

Поскольку огибающая телеграфного сигнала является случай­ ной величиной, то следует считать, что линейные искажения приво­ дят к возникновению мультипликативных помех. Причем уровень мультипликативной помехи определяется отношением скорости модуляции и ширины полосы пропускания канала. Кроме того, он зависит от степени нелинейности ФЧХ и неравномерности АЧХ, что необходимо учитывать при расчете помехоустойчивости прие­ ма сигналов.

Проведем анализ влияния линейных искажений на помехоус­ тойчивость приема двоичных сигналов. Для определенности будем рассматривать оптимальный когерентный метод приема.

В канале с постоянными параметрами помехоустойчивость ко­ герентного приемника согласно [19] определяется выражением

 

 

 

1

1 -

Ф(тгА) ,

 

(42)

 

 

 

Р = 2

 

где

у -- коэффициент, определяемый видом модуляции;

Ф (л-) — функция Крампа;

 

 

 

Р.

Т

 

 

 

сигнала к спектральной

плот-

/Р ——

-----отношение энергии

V

 

ности шумов.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

величи­

Если обозначить через /г02 математическое ожидание

 

ны /г2, то

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

h- -- у '1 ( l

-|- “” Lj /го2.

 

(43)

поэтому полная вероятность ошиоки определится как

 

 

 

 

1

 

 

 

 

 

Р

- 2

j*

{ у )/ (а0, у) d y ,

а01 = А07 у 1 +

.

(44)

Учитывая

(39)

и (42), вероятность ошибки запишется в виде

Р

 

1

1

V, -1

 

(45)

 

 

(1 - у ) “

[1 — Ф (a„, v)] dy.

 

 

2 В [ \ V',

 

 

 

 

v

о

59

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ