книги из ГПНТБ / Басовский, В. Ф. Транзисторные преобразователи напряжения

применяются при мощности преобразования 30—50 вт и выше. При выходной мощности до 100 вт преобразователь строят по двухкаскадной схеме. При мощности в несколько сот ватт и выше применяют схемы с промежуточным уси­ лителем мощности.

Из рассмотренных способов стабилизации выходного напряжения наиболее экономичный — с помощью регули­ руемого вольтодобавочного устройства амплитудного ме­ тода и широтно-импулрсной модуляцией с фазовым управ­ лением метода изменения формы.

Схемы этих способов стабилизации содержат большое количество элементов и их применение оправдано при мощ­ ности преобразования более 300—500 вт.

Для преобразователей на мощность менее 100 вт рацио­ нально использовать схемы стабилизации способом ши­ ротно-импульсной модуляции с помощью модуляторов длительности. Эти схемы мощностью 12—20 вт строят по схемам с независимым возбуждением. При напряжении пер­ вичного источника до 30 в целесообразно использовать двух­ тактные схемы задающего генератора и усилителя мощ­ ности, при более высоких напряжениях — мостовые схемы. В стабилизированных преобразователях мощностью в еди­ ницы ватт, когда вопрос к. и. д. не стоит особо остро, пред­ почтительнее применение схем амплитудного метода ста­ билизации с помощью стабилизаторов напряжения и использование переключающих транзисторов преобразова­ теля в режиме неполностью открывающегося ключа.

Стабилизацию выходного напряжения частотным спо­ собом возможно применять в случаях, когда техническим заданием не ставятся требования по частоте, и напряжение первичного источника изменяется в небольших пределах. При широком диапазоне изменения частоты к. п. д. схемы уменьшается, так как растут потери на повышенных час­ тотах.

Феррорезонансный способ стабилизации применяют, когда на выходе преобразователя необходимо получить

переменное стабилизированное напряжение синусоидальной формы, либо когда одновременно необходимо обеспечить нагрузку переменным напряжением синусоидальной ста­ билизированной формы и прямоугольной нестабилизированной.

Тот или иной способ стабилизации частоты схемы пре­ образователя в первую очередь определяется требованиями к стабильности частоты и к мощности преобразователя. В схемах маломощных преобразователей с самовозбуждени­ ем для стабилизации частоты с точностью ± (1— 2)% в широком диапазоне изменения напряжения первичного ис­ точника успешно применяется стабилизация частотозави­ симыми цепями. Стабилизация частоты стабилизацией на­ пряжения, прикладываемого к обмотке частотозадающего насыщающегося трансформатора, получили распростране­ ние в схемах с независимым возбуждением. Стабилизацию частоты синхронизацией преобразователя сигналами гене­ ратора стабильной частоты рационально применять в пре­ образователях с частотой преобразования менее 100 гц.

2. РАСЧЕТ ЦЕПЕЙ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

В транзисторных преобразователях используется на­ пряжение прямоугольной формы, что повышает к. п. д. преобразования. В цепях переменного напряжения проис­ ходит преобразование напряжения одной величины в дру­ гую и регулирование выходного напряжения. Прямоуго­ льная форма переменного напряжения содержит большое число высших гармоник, что увеличивает потери в электро­ магнитных элементах.

В преобразователях напряжения используют три вида электромагнитных элементов: насыщающийся трансфор­ матор, ненасыщающийся трансформатор и дроссели насы­ щения магнитных усилителей, которые выполняют роль магнитных модуляторов длительности.

Для сердечников электромагнитных элементов на час­

82

тотах до 50 кгц рационально использовать пермаллои. Преимущества ферритовых сердечников сказываются толь­ ко на частотах свыше 100 кгц.

Насыщающиеся трансформаторы являются частото­ задающими и от того, насколько близка предельная дина­ мическая петля гистерезиса материала сердечника к идеаль­ но прямоугольной, зависит крутизна фронтов переключе­ ния транзисторов и стабильность частоты генерации схемы при неизменном напряжении питания. Поэтому насыща­ ющиеся трансформаторы необходимо выполнять по воз­ можности на материалах с прямоугольной петлей гистере­ зиса, например пермаллое типа 34НКМП и 50НП.

Ненасыщающийся трансформатор преобразователя ра­ ботает по частной петле гистерезиса и основные требова­ ния, которые предъявляются к его сердечнику, это мини­ мальные потери и максимальная величина индукции на­ сыщения. Ненасыщающиеся трансформаторы желательно выполнять на сердечниках из пермаллоя типа 50Н, а также более дорогих пермаллоев типа 50НП и 34НКМП. На час­ тотах менее 1 кгц применяют сердечники из сталей ХВП.

Для сердечников дросселей насыщения магнитных уси­ лителей следует отдавать предпочтение пермаллоям типа 79НМ, 79НМА, 80НХС. Несмотря на то, что эти материалы обладают непрямоугольной петлей гистерезиса и индукция насыщения у них почти в два раза ниже, чем у пермаллоев типа 34НКМП, 50Н, 50НП, их коэрцитивная сила почти в три раза ниже, что позволяет получить наибольший коэф­ фициент усиления схемы магнитного усилителя.

Трансформаторы однотактных схем работают с постоян­ ным подмагничиванием, поэтому для них необходимо при­ менять сердечники с немагнитным зазором, либо сердечники из материалов, у которых кривая намагничивания близка к линейной.

Потери в магнитопроводе зависят от толщины ленты, из которой выполнен сердечник. Как показали исследования, применение сердечников из тонких лент при пониженных

частотах на индукциях, близких к насыщению, не оправ­ дано, так как потери при этом возрастают.

Рекомендации по выбору оптимальной толщины материа­ ла для различных частот приведены в табл. 2.

При расчете трансформатора определяют размеры магнитопровода и обмоточные данные по заданным исходным ве­ личинам. Расчет трансформатора проводится с учетом од­ ного из критериев минимизации (минимальные вес, объем, максимальный к. п. д., минимальная стоимость). Как пока­ зано в работах [3, 10], проектирование оптимального транс­ форматора по всем критериям минимизации представляет довольно сложную задачу, так как экстремумы этих крите­ риев не совпадают. Поэтому приходится принимать компро­ миссные решения.

Для трансформатора сердечник берут не произвольно по полученным геометрическим соотношениям, а выбирают в соответствии с унифицированным рядом. Унифициро­ ванный ряд сердечников является оптимальным, и поэто­ му он не обеспечивает полного использования активных материалов и ведет к ухудшению показателей трансформа­

соответствовали бы расчетным. Изготовление сердечников, не соответствующих унифицированному ряду, резко уве­ личивает их стоимость.

При разработке системы электропитания автономных устройств расчет трансформатора можно вести на оптимум всей системы с учетом первичного источника. Основы такого расчета разработаны в работе [21 ].

Определяем типоразмер сердечника трансформатора

где QCT, Q0K— сечение магнитопровода и площадь окна соответственно; Рг — суммарная мощность, снимаемая со вторичных обмоток трансформатора; Вт — максимальное

84

значение индукции в сердечнике; для насыщающегося транс­

1 р п — суммарная мощность, снимаемая с обмоток трансформатора соответственно без средней точки и со сред­ ней точкой с учетом и первичной обмотки.

Приведенное выше уравнение позволяет выбрать раз­ мер сердечника для любого случая расчета трансформатора, задавшись соответствующими значениями Вт и Дп.

Для оптимального трансформатора величина Вт выби­ рается меньше индукции насыщения, причем, как показано в работе [10], отклонение величины Вт от оптимальной в пределах ±30% не сказывается на параметрах трансфор­ матора.

Рекомендуемые значения kCT, kMи Дп приведены в табл. 3 и 4.

85

По полученному произведению QCT Q0K выбираем из унифицированного ряда сердечников ближайший больший типоразмер. Число витков первичной обмотки трансфор­ матора

Таблица 4

Коэффициент заполнения окна сердечника проводом и величина плотности тока в зависимости от мощности

Число витков вторичной обмотки трансформатора

Диаметр провода обмоток трансформатора с учетом табл. 4 рассчитаем по формуле

d = ]-' s V r j t -

где / Эф — эффективное значение тока в обмотке.

Число витков обмоток необходимо уточнить с учетом па­ дения напряжения на внутреннем сопротивлении

A£/g> — /эф/?обм — /эф^/срСТ,

86

Переключающие трансформаторы рассчитывают ана­ логично лишь с той разницей, что при неизменном значении магнитной индукции Bs варьируют только плотностью тока в обмотках. Переключающие трансформаторы проектируют на минимум веса или максимум к. п. д. Для оптимального расчета справедливы рекомендации, изложенные выше.

Правильность расчета трансформатора проверяем про­ счетом заполнения окна сердечника обмотками

где QTexH — площадь технологического отверстия, которое остается после намотки, определяется технологией намотки и конструктивным оформлением трансформатора

В случае невыполнения приведенного выше соотношения необходимо трансформатор пересчитать для ближайшего большего типоразмера сердечника.

Как уже отмечалось, основной причиной возникновения всплесков перенапряжений во время переключения транзи­ сторов является индуктивность рассеяния трансформаторов. При тороидальной форме трансформатора индуктивность рассеяния минимальна, поэтому такая форма предпочти­ тельна для трансформаторов преобразователей напряже­ ния. Однако даже при тороидальной форме трансформатора необходимо стремиться к максимальному коэффициенту связи между первичными и вторичными обмотками. Об­ мотки трансформатора следует располагать так, чтобы пло­ щадь соприкосновения первичной и вторичных обмоток была максимальна. Это достигается расположением первичной обмотки между половинами вторичных, либо чередующи­ мися слоями первичной и вторичных обмоток, при этом

87

«обмотки могут быть выполнены из нескольких параллельно включенных проводов.

Магнитные усилители в преобразователях напряжения выполняют по схемам с внутренней обратной связью. Типо­ размер магнитопровода дросселей насыщения определяется из соотношения

7ДрЧдр

QctQm Ап

где /др, £/др — максимальные эффективные значения со­ ответственно тока и напряжения рабочих обмоток дросселей насыщения.

Величину индукции в сердечниках Вт выбирают равной (0,8—0,9) Bs. Так как падение напряжения на рабочих об­ мотках желательно иметь как можно меньшей величины, то плотность тока необходимо брать в пределах 0,5— —1,5 а/мм2. Коэффициенты ku и kCT выбираем по табл. 3 и 4.

Число витков рабочей обмотки определяем из соотно­ шения

ем исходя из величины ампер-витков при выбранной ра­ бочей индукции по кривым намагничивания на переменном токе В = ф (Я):

у.макс

где /м — средняя длина магнитопровода; /у.макс — мак­ симальный ток управления.

88

В большинстве случаев магнитный усилитель управляется непосредственно от схемы сравнения, при этом величину тока управления берут в пределах 0,2—1 ма. Обмотку управления из технологических соображений выполняют проводом диаметром не менее 0,1 мм. Правильность расчета дросселей насыщения проверяем просчетом вместимости об­ моток.

3.РАСЧЕТ СХЕМ ВЫПРЯМЛЕНИЯ

Всхемах преобразователей напряжения используются

восновном переменные напряжения форм 1 и 2 (см. рис. 15). Форма напряжения 2 является более общей, так как при

Ф= 0 она превращается в форму 1. Поэтому ниже рассмо­

трены соотношения в схемах при выпрямлении напряжения

сформой 2.

Впреобразователях напряжения выпрямитель выполня­ ют по одной из следующих схем: однополупериодной, двухполупериодной однофазной со средней точкой (дифферен­ циальной), двухполупериодной мостовой (схема Греца).

Переменное напряжение прямоугольной формы неиз­ менной частоты с изменяющейся длительностью паузы на нуле обусловливает возможные характеры нагрузки вы­ прямителя: активный и индуктивный — сглаживающий фильтр с индуктивностью.

Применение сглаживающих емкостных фильтров в схе­ мах преобразователей со стабилизацией методом изменения

формы принципиально невозможно, потому что выходное > напряжение их равно не среднему значению выпрямлен­ ного напряжения, а близко к амплитудному независимо от формы входного напряжения.

Работа каждой из схем в зависимости от характера на­ грузки имеет свои особенности, которые определяют пра­ вильность выбора параметров диодов схем выпрямления.

Выпрямительные диоды характеризуются электриче­ скими параметрами и предельными эксплуатационными

89