1.6 Основные схемы включения оу

В основе анализа схем на операционных усилителях лежат два следующих предположения.

• Входы ОУ не потребляют тока и имеют очень большое сопротивление.

• Напряжение между неинвертирующим и инвертирующим входами ОУ под действием отрицательной обратной связи становится равным нулю (принцип виртуального замыкания).

Основываясь на этих предположениях, проведём анализ простейших усилительных схем на ОУ.

1.6.1 Инвертирующий усилитель

Схема инвертирующего усилителя показана на рисунке 8. Используя два указанных выше предположения, определим коэффициент усиления по напряжению инвертирующего усилителя.

Рисунок 8 – Инвертирующий усилитель

Резисторы R₁ и R₂ образуют цепь параллельной отрицательной обратной связи по напряжению. Поэтому в соответствии с принципом виртуального замыкания разность потенциалов между входами ОУ становится очень малой. Поскольку неинвертирующий вход заземлен, то и на инвертирующем входе появляется потенциал близкий к нулю. При этом входной ток I₁, протекающий по резистору R₁, составит I₁=U₁/R₁. Поскольку вход ОУ имеет очень большое сопротивление, то весь этот ток будет протекать по резистору R₂, создавая падение напряжения U₂ = U₁ ۰R₂/R₁. Здесь U₁ = U_вх , U₂ = U_вых. Поэтому коэффициент усиления по напряжению K оказывается равным К = –U₂/U₁. Таким образом  К = –R₂/R_1. Знак минус учитывает инверсию сигнала на выходе усилителя. Входное сопротивление усилителя R_вх = R₁. Выходное сопротивление очень мало.

1.6.2 Неинвертирующий усилитель

Схема неинвертирующего усилителя показана на рисунке 9.

Рисунок 9 – Схема неинвертирующего усилителя

Резисторы R₁ и R₂ образуют цепь последовательной отрицательной обратной связи по напряжению, поэтому в соответствии с принципом виртуального замыкания разность потенциалов между двумя входами очень мала, то есть на инвертирующем входе будет такое же напряжение, как и на неинвертирующем. Следовательно, через резистор R₁ будет протекать ток I₁ = U₁ / R₁. В силу высокого входного сопротивления такой же ток будет протекать по резистору R₂ и падение напряжения на нем составит U₂ = U₁۰R₂ / R₁. Выходное напряжение будет равно сумме напряжений на инвертирующем входе и падения напряжения на резисторе R_{2 ,} то есть U₂=U₁(1+R₂/R₁). Поэтому коэффициент усиления по напряжению K окажется равным K=1+R₂/R₁ .

Влияние напряжения смещения может быть исследовано по схеме замещения, представленной на рисунке 10. Напряжение смещения оказывается приложенным последовательно с входным напряжением. Таким образом, на выходе, как и входное напряжение, напряжение смещения будет увеличиваться в K раз.

Рисунок 10 – Схема замещения ОУ с отрицательной обратной связью с учетом влияния напряжения смещения

1.7 Коррекция частотной характеристики оу

Вследствие наличия паразитных емкостей и многокаскадной структуры операционный усилитель по своим частотным свойствам аналогичен фильтру нижних частот высокого порядка. Типичная частотная характеристика коэффициента усиления K_o операционного усилителя без частотной коррекции изображена на рисунке 11. Выше частоты f_l частотная характеристика определяется первым фильтром нижних частот с минимальной граничной частотой. Коэффициент усиления в этой области частот падает с ростом частоты (наклон составляет 20 дБ/декада), а фазовый сдвиг выходного напряжения U_вых относительно входного U_д достигает φ = — 90°. Это значит, что выходное напряжение отстает по фазе от входного на 90°.

Рисунок 11 – Амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики операционного усилителя (диаграмма Боде).

Выше частоты f₂ начинает действовать второй фильтр нижних частот и коэффициент усиления уменьшается сильнее (наклон 40 дБ/декада), а фазовый сдвиг между U_д и U_вых достигает φ = –180°. Это означает, что отрицательная обратная связь, которая осуществлялась подачей части выходного напряжения на инвертирующий вход усилителя, в этой частотной области становится положительной. Как известно, если имеется такая частота, для которой фазовый сдвиг по цепи обратной связи становится равным нулю (условие баланса фаз), а коэффициент петлевого усиления | K | > 1 (условие баланса амплитуд), в такой усилительной системе могут возникнуть автоколебания. Усилитель прекращает выполнять свои функции, превратившись в генератор. Коэффициент  в этом соотношении является коэффициентом передачи цепи обратной связи. Таким образом, как для инвертирующего, так и для неинвертирующего усилителя он определяется как =R₁/(R₁+R₂).

Для предотвращения самовозбуждения при наличии отрицательной обратной связи в усилитель вводятся частотно-корректирующие цепь. Для этого соединяют через конденсатор выход и вход (коллектор и базу – для биполярного транзистора) одного из транзисторов, входящих в состав ОУ. Как правило, такая цепь изменяет амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики операционного усилителя таким образом, что при фазовый сдвиг не достигает 180^0.. Разность между 180⁰ и фазовым сдвигом на данной частоте является запасом по фазе и от него существенно зависит получаемый результат. На рисунке 12 наглядно показано влияние запаса по фазе на усилительные свойства усилителя.

Рисунок 12 – Импульсные переходные характеристики операционного усилителя, охваченного обратной связью, при различных значениях запаса по фазе

Наряду со снижением полосы пропускания усилителя частотная коррекция дает еще один нежелательный эффект: скорость нарастания выходного напряжения становится при этом довольно малой величиной. Вследствие ограниченного значения этой величины при быстрых изменениях входного напряжения возникают характерные искажения сигнала, которые не могут быть устранены путем введения отрицательной обратной связи. Их называют динамическими искажениями. В частности, за счет недостаточной скорости изменения выходного сигнала с увеличением частоты начинает искажаться при большой амплитуде выходного сигнала сигнал синусоидальной формы. Часто при этом можно наблюдать, как сигнал синусоидальной формы превращается в сигнал пилообразной формы. В этом случае иногда говорят, что усилитель начал «пилить».