Антенно-фидерные устройства АФУ / практические занятия по курсу антенно-фидерные

Добавил:

MagnuM Закончил бакалавриат по специальности 11.03.01 Радиотехника в МИЭТе. Могу помочь с выполнением курсовых и БДЗ по проектированию приемо-передающих устройств и проектированию печатных плат. Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Национальный исследовательский университет «МИЭТ»

Предмет:

Антенно-фидерные устройства

Файл:

F = sin u cos uL

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

10.09.2023

Размер:

782.2 Кб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1011 / 1211 12 > Следующая >>>

Семинар № 16. Проектирование микрополосковых антенн

Тенденция к микроминиатюризации радиоэлектронной аппаратуры обусловила необ- ходимость использования печатных микрополосковых антенн. МПА, изготовленные по технологии ГИС, обеспечивают высокую повторяемость размеров, низкую стоимость, ми- нимальные массогабаритные характеристики и малую металлоемкость. Для сравнения:

турникетная антенна на полуволновом вибраторе с рефлектором имеет массу порядка 200 ÷ 300 г, аналогичная МПА - порядка 30 г. Подобные сравнения применимы и к зани- маемой площади.

МПА способны излучать энергию с линейной, круговой и эллиптической поляризаци- ей, допускают удобные конструктивные решения для обеспечения работы в двух- или многочастотных режимах, легко позволяют объединить несколько элементарных излуча- телей в один и разместить их на поверхности сложной формы. Кроме того, МПА облада- ют высокими аэродинамическими, механическими и температурными характеристиками.

В настоящее время применяется большое число типов элементарных излучателей по- лосковой конструкции и антенных структур на основе объединения однотипных и разно- типных ЭИ в единой антенной системе. Для примера на рис.1 изображено несколько ти- пов МПА.

Рис.1. Типы микрополосковых антенн

Разнообразие форм свидетельствует о сложности теоретического анализа таких элек- тродинамических структур. Переход от стандартных форм ЭИ к усложненным геометри- ческим формам позволяет одновременно решить задачу согласования активной и компен- сацию реактивной компонент входного сопротивления ЭИ, обеспечить необходимую поляризацию излучения, удобство сочетания ЭИ в антенной решетке и многое другое. Кроме того, необходимо учитывать, что переход к объемным ИС представляет для МПА целый ряд интересных возможностей использования третьего измерения. При этом, на- пример, входной полосовой фильтр приемного устройства можно связывать непосредст- венно с ЭИ или их группой, разводить (поэтажно) входы многоканального устройства с минимумом коммутационных линий, существенно уменьшать паразитное излучение пи- тающих фидеров и т.д. Разумеется, конструкция ЭИ при этом становится трехмерной, и

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

соответственно возрастают трудности ее адекватного описания, составление удобной ма- тематической или электродинамической ее модели.

Теория простейшего прямоугольного микрополоскового излучателя (рис.2,а) доста- точно сложна. Однако ряд оценочных результатов можно получить на простой модели в виде конечного отрезка регулярной ЛП.

Основное предположение заключается в том, что прямоугольная полосковая антенна представляет собой элементарную антенную решетку из двух излучателей - двух откры- тых концов МПЛ (рис.2,б). Эти излучатели соединены между собой отрезком регулярной низкоомной ЛП длиной примерно L ≈ Λ2 (в общем случае L ≈ n Λ2 , n =1,2,K, где Λ -

длина волны в регулярной МПЛ) и шириной W. Достоинство такого подхода - простота и наглядность модели, недостаток заключается в том, что эта модель применима только к ЭИ прямоугольной формы.

	W	d
ρ0	W
ρ0
		W
ε	d		L
	L	б	в
	а	б	в

Рис.2. Прямоугольная МПА: а - проекция МПА; б - эквивалентная схема МПА в виде двух щелевых антенн; в - распределение полей и токов по МПА

При построении модели МПА в виде отрезка эквивалентной ЛП предполагается, что ЭИ можно рассматривать в виде одномерной резонирующей структуры, не имеющей ва- риаций электромагнитного поля по толщине и ширине элемента. При этом предполагает- ся, что в линии распространяется квазиТ-волна и что электромагнитное поле полностью сосредоточено под полосковым проводником шириной W. Если волна, падая на разомкну- тый конец ЛП, целиком отражается от него, то данная неоднородность представляет для падающей волны чистую реактивность. Свободный конец линии имеет потери на излуче- ние и преобразует падающую волну в поверхностную волну подложки. Поэтому его мож- но описать через эквивалентную проводимость G + jB в виде параллельного соединения активной проводимости G, учитывающей потери на излучение и преобразование, и реак- тивной проводимости B, учитывающей реактивную энергию поля, запасаемую вблизи не- однородности в высших нераспространяющихся типах волн, возникающих при падении основной волны на край структуры. Для эффективного санкционированного излучения требуется, чтобы излучатель был резонансным, т.е. его эффективная длина должна со- ставлять целое число полуволн в структуре L ≈ n Λ2 . Рассмотрим случай n = 1.

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Распределение краевых электрических полей МПА представлено на рис.2,в. Посколь- ку длина ЭИ L приблизительно равна Λ2 , то нормальные составляющие этих полей (про-

дольные кромки) находятся в противофазе, а возбуждаемые ими поля излучения в направ- лении, поперечном к плоскости ЭИ, уничтожаются. Эти составляющие дают малый вклад в излучение и в дальнейшем не учитываются. Тангенциальные составляющие полей у больших краев синфазны и в поперечном направлении формируют максимум излучения.

В результате прямоугольный ЭИ представляется в виде двух гипотетических синфазно возбуждаемых щелевых источников, расположенных в металлическом основании, с рав-

номерным распределением электрического поля вдоль поверхности каждой щели (рис.2,в). Ширина щелей принимается равной толщине d подложки, их длина равна W, а расстояние между щелями L ≈ Λ2 . Дальнейшее определение характеристик ЭИ прово-

дится по стандартной процедуре анализа апертурных антенн.

Рассмотрим характеристики излучения одиночной щели. Компоненты электрического поля определяются из следующих соотношений:

		Eθ = 0 ;
Eϕ = - jU0k0W	e− jk0 r	sin[(k	d 2)sin qcos j]sin[(k W 2)cos q]		.
		0		0
	2pr	(k0d 2)sin qcos j(k0W		2)cos q
	2pr	(k0d 2)sin qcos j(k0W		2)cos q

Проводимость излучения щели:

	ì	(W 2l0 )2 ×10−1,			W l0 < 0,35;
G =	ïW 120l		0	-1 60p2 ,	W l	0	Î(0,35 ¸ 2);
	í		0			0
	ï		W 120l0 ,		W l0 > 2.
	î		W 120l0 ,		W l0 > 2.

Пусть

L - эквивалентное линейное удлинение ЭИ на каждом из его концов, тогда

эквивалентная реактивная проводимость определяется как

B = ωC = Y0 tg(h L)≈ Y0 h L , где

h = 2p

l0 ; Y0 - волновая проводимость МПЛ,

eэф

Y =

ìW

+ 1,393 + 0,667 ln

+ 1,444ùü

для W >>1.

эф

úý

120p î d

ë d

ûþ

Значение

L можно аппроксимировать следующей формулой:

= 0,412

eэф + 0,3

W + 0,264d

(1)

eэф - 0,258

W + 0,8d

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

где

		é	æ		d ö		−	1	ù
							−	2
								2
e	эф	= 0,5êe +1 + (e -1)ç1		+12		÷			ú .	(2)
e		= 0,5êe +1 + (e -1)ç1		+12		÷			ú .	(2)
		ê	è		W ø				ú
		ê	è		W ø				ú
		ë							û

Для расстояний, не очень близких к центру ЭИ, полная входная проводимость ЭИ оп-

ределяется формулой Y1(x0 )»

, где x0

- расстояние от одного из концов линейного

cos2 (nx

)

резонатора до точки запитки.

Значение ширины ЭИ определяется из соотношения

ée + 1ù

−

W =

;

(3)

2 fp

2 û

L =

± 2DL .

(4)

2 fp

эф

Диаграмма направленности ЭИ в Е-плоскости имеет вид:

в Н-плоскости

F =	sin v	sin q,	v =	k0W	cosq .

H	v		2

Ширина ДН в Е-плоскости:

E0,5

= 2cos−1

ì7,03[3(k

L)2 + (k W )2

]−1 ü

W ù

−

= 2 cos−1

в Н-плоскости: Dq

í2 1

ý .

H 0,5

Добротность ЭИ:

Q = Q

Rп

где Q

= (с

) 4 f

d ;

R = R

+ R + R

, R =1 G ;

изл Rизл

изл

эф

изл

д ом

изл

= 0,00027

(L W ).

ом

изл

В диэлектрике:

h =

Rизл

´100% , где η - КПД излучателя.

Rп

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Ширина полосы частот:

DW = QS -S1 , где KстU < S .

Для определения КНД применяют следующие формулы:

D ≈ 6,6 при W << λ0 ;	D »	8W	при W >> l0 .

		l0

Коэффициент усиления:	Gэф = hD .
Пример. Определить	геометрические параметры МПА для частоты
fp = 6 ГГц, e = 9,8, d =1мм .

Решение. 1. Воспользуемся формулой (3) для определения ширины излучателя (см.

рис.2):

3 ×108

9,8 + 1ù

−

W =

= 0,0107 м

=10,7 мм .

× 6 ×109

2. По формуле (2) рассчитаем значение eэф :

−

eэф = 0,5ê9,8

1 + (9,8 -

1)ç1

+ 12

» 8,42 .

10,7

3. В нашем случае характер торцевой нагрузки емкостной, поэтому предварительно рассчитываем по формуле (1) значение L :

DL = 0,412 8,42 + 0,3 10,7 + 0,264 » 0,42 мм 8,42 - 0,258 10,7 + 0,8

и по формуле (4) - значение длины излучателя (из-за характера нагрузки в формуле берем знак “−”):

L =	3 ×108		- 2 × 0,42 ×10	−3 » 7,78 мм.
	× 6 ×109	× 2,9
2

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Задание 1. Рассчитать геометрические параметры микрополос-ковой прямоугольной антенны и определить точку подключения подводящей линии с волновым сопротивлени- ем ρ0 = 100 Ом на частоте fp = 4 ГГц, ε = 2,6, d = 2 мм.

Задание 2. Рассчитать геометрические параметры и электрические характеристики

(ширину	ДН,	добротность	и КНД) прямоугольной МПЛ на частоте
fp = 2,5 ГГц,	ε = 9,8,	tg δ ≈10−4 ;	d =1мм.

Литература

1. Нефедов Е.И., Козловский В.В., Згурский А.В. Микрополосковые излучающие и резонансные устройства. - Киев: Техника, 1990. - С. 95 - 124.

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Семинар № 17. Адаптивные антенные решетки

Адаптивными антенными решетками принято называть сложные N-элементные ( N ³ 2 ) антенные системы (обычно приемные), у которых на основании анализа сигнально- помеховых соотношений максимизируется на выходе та или иная качественная характе- ристика полезного сигнала. Необходимые свойства ААР достигаются соответствующим выбором весовых коэффициентов, включенных между антенными элементами и общим сумматором.

ААР представляет собой систему, состоящую из многоэлементной решетки и адаптера, работающего в реальном масштабе времени, приеморешающего устройства-процессора,

осуществляющего автоматическую подстройку ДН для повышения эффективности приема полезного сигнала. На рис.1 показаны основные элементы ААР, обеспечивающие улучшение приема полезного сигнала и подавление нежелательных сигналов-помех.

S(t) 1 АР x1(t)

	2	x2(t)
	θ	xN(t)
	N	xN(t)
	N

. . .

W1			ДОС


W2	. .			ΣN
	. .			ΣN
	.
WN
WN		Адаптивный
Устройство реализа-

		процессор
ции алгоритма управ-		процессор
ции алгоритма управ-
ления

Сигнальный
процессор

Рис.1. Функциональная схема адаптивной антенной решетки

Основными элементами ААР являются: антенная решетка (АР), диаграммообра- зующая схема (ДОС) и блок адаптивного управления ДН, осуществляющий подстройку весовых коэффициентов в ДОС. В блоке адаптивного управления ДН для удобства ана- лиза можно выделить процессор сигнала и устройство, реализующее алгоритм управле- ния.

Антенна выполняется в виде решетки, состоящей из элементов, и предназначена для приема и передачи сигнала в соответствующей среде распространения. Элементы разме- щаются так, чтобы обеспечивалось формирование ДН в заданной области пространства.

Характеристики элементов и их фактическое расположение в решетке налагают основные ограничения на результирующие свойства системы с адаптивной решеткой. Выходные

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

x(t)

сигналы каждого элемента поступают в ДОС, где они сначала умножаются на комплекс- ные весовые коэффициенты (с учетом амплитуды и фазы), а затем суммируются, образуя в результате выходной сигнал антенной решетки. Весовые коэффициенты ДОС также влияют на результирующую ДН, а это в свою очередь определяет и возможность обеспе- чения системой заданных требований. Устройства, реализующие рассчитанные значения весовых коэффициентов W1,K,WN , являются в общем случае совокупностью управляемых аттенюаторов и фазовращателей, и, очевидно, точность выставки амплитуды и минималь- ный дискрет фазы, в конечном счете, являются основными определяющими характери- стиками точности реализации заданных алгоритмов управления ААР.

Во многих практических случаях реально принимаемый сигнал состоит из модулиро- ванной несущей и переносимая информация заключена только в ее комплексной огибаю- щей. Будем полагать, что сигнал каждого из каналов содержит комплект сигнала и шума

(см. рис.1):

X k (t)= Sk (t)+ nk (t),	k =1,K, N.
Выходной сигнал ААР с диаграммообразующей	схемой можно записать так:
N
y(t)= åWk Xk (t), более удобно - в матричной форме:
k =1
y(t)= [W ]T [X ]= [X ]T [W ],

где Т - транспонирование матрицы, векторы [W] и [X] определяются как

[W ]T = [W1,K,WN ]; [X ]T = [X1,K, X N ].

Рассмотрим два идентичных ненаправленных элемента АР, расположенных на рас- стоянии d друг от друга, как показано на рис.2. Предположим, что источник сигнала располагается под углом θ относительно нормали к оси решетки. Из рис.2 видно, что

фронт плоской волны приходит ко второму элементу с временем задержки относительно первого, равным τ = d sinV θ .

z x(t)

d sin θ

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Рис.2. Антенная решетка из двух ненаправленных элементов

Будем считать, что выходной сигнал АР y(t) равен сумме сигналов от обоих элемен-

тов: y(t)= x(t)+ x(t − τ).

При узкополосном сигнале x(t) с центральной частотой спектра f0 время задержки τ

сводится к фазовому сдвигу 2π			d	sin θ , где λ0 - длина волны, соответствующая частоте f0 :

			λ0
λ0 =	V	. Тогда результирующий выходной сигнал решетки может быть получен в виде

	f0

суммы сигналов от каждого элемента с учетом фазового сдвига, т.е. векторной суммы:

2		d
y(t)= åx(t)e j(k −1)φ , где	φ = 2π		sin θ .

k =1		λ0

Диаграмма направленности решетки определяется соотношением

A(θ)= åe j(k −1)φ .

k =1

Нормированная ДН двухэлементной решетки, измеряемая в децибелах, определяется

как F(θ) [дБ] = 10lg{0,25\|A(θ)\|2}.
График F(θ) для двухэлементной решетки	показан на рис.3 при отношениях
d λ0 = 0,5;1,0;1,5. Из рис.3 видно, что при d λ0 = 0,5	ДН имеет один основной (или глав-

ный) лепесток шириной 60° по уровню 3 дБ и нули при θ = ±90o . Если расстояние между элементами решетки выбрать больше 0,5λ0 , то нули ДН переместятся в положение

θ = ±30o при d = λ0 и в положение θ ≈ ±20o при d = 1,5λ0 . При этом кроме главного лепе-

стка при θ = 0 образуются дополнительные дифракционные лепестки (при θ = ±90o для d = λ0 и при θ = ±90o для d = 1,5λ0 ), имеющие такие же амплитуды, как и главный. Даль-

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

нейшее увеличение межэлементного расстояния d вызывает появление дополнительных нулей и возникновение боковых лепестков ДН.

		F(θ) 2 , дБ
		0
		− 10			d λ0 =1,5
		− 20			d λ0 =1
		− 20
		− 30			d λ0 = 0,5
		− 30
− 90	− 45	0	45	90	θo

Рис.3. ДН двухэлементной решетки в зависимости от межэлементного расстояния

Приведенный простейший анализ двухэлементной решетки показывает возможности формирования нулей ДН в заданном направлении даже для такой простейшей структуры только за счет выбора подходящей геометрии. Однако очевидно, что на практике очень трудно реализовать смещение излучателей в составе решетки.

Пример. Повышение эффективности приема сигнала за счет подстройки ДН антенной решетки. Возможность управления и изменения формы ДН антенной решетки с целью

улучшения качества приема полезного сигнала и одновременного подавления помех за счет соответствующего выбора комплексных весовых коэффициентов иллюстрируется следующим примером. Рассмотрим АР, состоящую из двух ненаправленных элементов, показанную на рис.4.

Полезный		Помеха

сигнал		θ= π 6
P(t) = Pe jω0t

I(t) = Ne jω0t

d = λ0 2

W1 + jW2

W3 + jW4

Рис.4. Двухэлементная антенная решетка (пояснение к примеру)

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1011 / 1211 12 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке Антенно-фидерные устройства АФУ

#
10.09.20231.27 Mб4афу_рк.jpeg
#
10.09.20231.37 Mб6БДЗ_АФУ_Склизков.docx
#
10.09.20231.28 Mб9БДЗ_АФУ_Склизков.pdf
#
10.09.2023782.2 Кб46практические занятия по курсу антенно-фидерные.pdf