АФУ Семинары

Министерство образования и науки Российской Федерации

Московский государственный институт электронной техники (технический университет)

В.В. Чистюхин, К.С. Лялин

Практические занятия по курсу “Антенно-фидерные устройства”

Издание второе, дополненное

Утверждено редакционно-издательским советом института

Москва 2010

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

УДК 621.396

Рецензент канд. техн. наук, доц. А.В. Гуреев

Чистюхин В.В., Лялин К.С.

Практические занятия по курсу “Антенно-фидерные устройства”. - 2-е изд., доп. - М.: МИЭТ, 2010. -

116с.: ил.

Вметодических указаниях отражена тематика и содержание практических занятий по курсу “Антенно- фидерные устройства”. Изложены принципы работы и методы расчета ряда пассивных микроэлектронных устройств СВЧ, описаны их типичные конструкции (делителей и сумматоров мощности, фазовращателя и коммутатора). Представлена методика расчета основных параметров микрополосковой линии передачи, на основе которой построено большинство микроэлектронных устройств СВЧ. Рассмотрены вопросы проекти- рования основных типов антенн (симметричных вибраторов, рупорных, линзовых и зеркальных антенн, а также микрополосковых и спиральных антенн). Большое внимание уделено проектированию приемных и передающих активных фазированных антенных решеток и адаптивных антенных решеток.

Методические указания предназначены для студентов специальности 210304 “Радиоэлектронные сис- темы” и направления 210300 “Радиотехника”.

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Введение

Неотъемлемыми составными частями современных радиотехнических средств являют- ся антенные системы и обслуживающие их тракты СВЧ (под последними понимают со- вокупность устройств СВЧ, сочлененных между собой определенным образом для дос- тижения поставленных целей).

В функционировании радиосистем весьма важное значение имеют тракты СВЧ, со- единяющие антенну с передающей и приемной радиоаппаратурой. Тракт осуществляет канализацию электромагнитных волн, обеспечивает правильный режим работы входных и выходных цепей передатчика и приемника, выполняет предварительную частотную фильтрацию сигналов, может содержать коммутационные цепи и вращающиеся сочлене- ния, устройства управления лучом в пространстве и поляризацией радиоволн, устройства функционального контроля системы. Наиболее распространенными элементами тракта СВЧ являются отрезки линии передачи, переходные и стыковочные узлы, согласующие элементы, ответвители и поглотители мощности, фильтры, фазовращатели, коммутаторы, вентили, циркуляторы и т.д. Как правило, это пассивные линейные устройства.

Расширение круга задач, решаемых современной радиоэлектроникой, а также их ус- ложнение стимулировали в последнее время интенсивное развитие теории и техники ан- тенн. Антенны в процессе развития превратились из простых взаимных устройств в слож- ные динамические системы, содержащие в большинстве случаев сотни и тысячи элементов. Наряду с антеннами первого поколения (проволочными вибраторными), ши- роко распространены антенны апертурные, бегущей волны, фазированные антенные ре- шетки (ФАР), активные фазированные антенные решетки (АФАР), адаптивные антенные решетки (ААР) и т.д.

В последние годы в антенных системах и трактах СВЧ важную роль стали играть уст- ройства управления их работой, особенно в антеннах с быстрым перемещением луча в пространстве. Такие антенны обычно представляют собой системы большого числа от- дельных излучателей, фазы высокочастотного возбуждения которых регулируются не- зависимо друг от друга с помощью быстродействующих полупроводниковых или фер- ритовых управляемых устройств по командам ЭВМ.

Несмотря на внешнюю относительную простоту и физическую четкость уравнений Максвелла, их прямое использование при проектировании конкретных антенн и трак- тов, как правило, не дает желаемых результатов из-за серьезных математических труд- ностей. При проектировании антенн или их трактов совсем не обязательно знать пол-

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

ную картину распределения электромагнитного поля во всем объеме, достаточно уметь определять отклик на сигнал в определенных сечениях. Поэтому при расчете электри- ческих характеристик антенн или элементов фидерного тракта наряду со строгим ре- шением граничных задач с успехом используются и более простые инженерные подхо- ды. В первую очередь следует отметить общую теорию цепей СВЧ, базирующуюся на матричном аппарате линейной алгебры, ТФКП и других разделах математики.

В данных методических указаниях упор делается на изучение указанных инженерных подходов к проектированию антенн и элементов фидерного тракта, которые будущий ин- женер-разработчик антенно-фидерных устройств должен знать в совершенстве.

Методические указания представляют собой законченный цикл практических занятий по курсу “Антенно-фидерные устройства” и охватывают значительный объем практиче- ских навыков и знаний по данной дисциплине. В пяти первых семинарах рассматриваются наиболее важные устройства фидерного тракта, основные методы их анализа, в том числе аппарат матриц рассеяния. Остальные семинары посвящены анализу и методике проекти- рования различных типов антенн и включают в себя методики инженерного (оценочного) расчета электрических параметров антенн как устройств тракта радиосистемы, таких как входное сопротивление, коэффициент стоячей волны и т.д., а также оценки основных па- раметров антенны, как излучающей системы, т.е. ее усиления, ширины диаграммы на- правленности, коэффициента использования площади и т.д.

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Семинар № 1. Расчет основных параметров МПЛ

В конце сороковых - начале пятидесятых годов на смену традиционным волноводным и

круглым коаксиальным линиям передачи пришли плоские коаксиальные конструкции с твердым диэлектрическим покрытием. Вскоре были разработаны печатные полосковые линии передачи двух типов: симметричная (рис.1,а) и несимметричная (рис.1,б).

Доминирующее положение занимала симметричная полосковая линия, имеющая меньшие потери (в частности, на излучение) и меньшую взаимную связь элементов. Толь-

ко в начале шестидесятых годов удалось перейти к достаточно эффективной реализации преимуществ печатной технологии, которая привела к развитию интегральных схем СВЧ. Это стало возможным благодаря появлению новых материалов, разработке совершенных технологических приемов изготовления, обеспечивающих высокую точность реализации печатной схемы при малых линейных размерах. Теперь уже более реально встал вопрос об использовании несимметричной линии передачи, состоящей из основания и проводящей плоскости, разделенных тонкой подложкой с достаточно высокой диэлектрической про-

ницаемостью ε (рис.1).

Рис.1. Полосковые линии передачи: а - симметричная; б - микрополосковая

Такая линия, названная микрополосковой, легко изготавливается печатным методом, не требует жесткой механической симметрии, имеет малые габариты и массу и ряд других преимуществ. Но если конструкция такой линии чрезвычайно проста, то точный расчет ее характеристик весьма сложен; до настоящего времени ведется исследование характери- стик МПЛ с привлечением совершенных методов расчета. Наряду с широким использова- нием МПЛ продолжается поиск других типов линий, обладающих определенными досто- инствами.

Широко известной особенностью СВЧ диапазона является тот факт, что практически

все устройства этого диапазона построены на резонансных отрезках используемых линий передач (длина отрезков обычно составляет Λ/4, Λ/2 и т.д., где Λ - длина волны в линии передачи). В связи с этим, чрезвычайно актуальным является расчет длины волны в раз- личных типах ЛП, используемых в диапазоне СВЧ.

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

2.Двухпроводная ЛП: Λ =λ.

3.Коаксиальная ЛП (рис.2.): L =l / e, где ε - относительная диэлектрическая прони-

цаемость диэлектрика между центральным проводником и экраном. Обычные наполните-

ли для СВЧ диапазона: фторопласт (ε ≈ 2,1) и полистирол (ε ≈ 2,56).

Внешняя диэлектрическая изоляция

Диэлектрический

изолятор

Экран

Центральный

проводник

Рис.2. Коаксиальная линия передачи

4. Прямоугольный волновод сечением a×b для основного типа волны Н10 (рис.3):

-æ l ö2

1ç ÷ è 2a ø

b a

Рис.3. Прямоугольный волновод

Несимметричная микрополосковая линия (МПЛ) (см. рис.1,б):

L =l / eэфф ,

где εэфф - эффективная диэлектрическая проницаемость, которая может быть определена либо с использованием известных программ Microwave Office, Serenade, Microwave Studio, ADS, либо по формулам:

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

где W - ширина линии передачи; h - высота подложки.

Широкое распространение в гибридных интегральных схемах на основе МПЛ полу-

чили поликоровые диэлектрические подложки (99,8% Al2O3 ) c ε ≈ 9,8 толщиной 1; 0,5; 0,25 мм.

Добротность МПЛ условно оценивается по добротности четвертьволнового разомкну-

того резонатора на МПЛ и определяется выражением

Q = Qd Qc (Qd + Qc ),

где Qc - добротность, определяемая потерями в проводниках, Qc = eэфWr f [ГГц]s6 ; Qd

- добротность, определяемая потерями в диэлектрике, Qd = eэф q ×e × tg d ; σ - проводимость проводника; q - коэффициент, равный приблизительно 1,8; tgδ - тангенс диэлектрических

потерь (для поликора tgδ ≈10−4 ).

Общие потери в МПЛ, пренебрегая потерями на излучение αi , можно определить по формуле α = αс + αd , где αс - потери в проводнике, рассчитываемые по формуле

Рабочая частота МПЛ должна быть ниже частоты паразитных колебаний, происхож- дение которых может быть двояким. Одним из видов паразитных колебаний являются по- верхностные волны, “стелящиеся” по поверхности диэлектрической подложки вдоль за- земленной плоскости. Для предельного случая бесконечно тонкой подложки с бесконечно малой диэлектрической проницаемостью ε фазовая скорость поверхностной волны близка

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

к скорости света. При увеличении толщины подложки h и величины e поверхностная вол- на замедляется. Когда же фазовая скорость поверхностной волны оказывается близка к фазовой скорости волны ТЕМ, между этими двумя волнами возникает сильное взаимо- действие, вызывающее негативные эффекты. Критическая частота этого типа колеба- ния и определяет верхний частотный предел применения МПЛ:

fкрпов = с4πε −1 = 75hε −1 [ГГц]

(здесь h измерена в миллиметрах, c - скорость света).

Другой вид паразитных колебаний - поперечное резонансное колебание, которое мо- жет возникнуть между полосковым проводником и заземленным основанием. Для этого вида колебаний воздушная среда над подложкой не влияет на конфигурацию поля.

При W » h критическая частота для колебания резонансного типа равна

fкрр =107,5hε [ГГц].

Пример. На частоте f = 10 ГГц определить потери в медном проводнике МПЛ на под-

ложке толщиной h = 0,5 мм. Волновое сопротивление линии r = 50 Ом, что соответствует

W/h = 0,9 (W = 0,485).

Решение. 1. Определяем величину поверхностного сопротивления для меди (s = 6×107

Ом–1×м–1, dс = 0,7 мкм = 7×10–7 м):

Rs =1(s ×dc )=16×107 ×7 ×10−7 = 0,024 Ом.

2. Определяем толщину проводника:

t= 3dc = 2,1×10−3 мм.

3.По формуле (1) определяем потери в проводнике:

aс = 0,05 дБсм.

4.По формуле (2) определяем потери в диэлектрике:

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com