(10.2)
где М =c/2ilм =л,м/4:r - масштабный коэффициент (Лм =с/Fм).
Неприятной особенностью фазового РД является влияние проса
чивающегося на вход приемника зондирующего сигнала Ипс, который,
складываясь векторно с отраженным и2, образует суммарный сигнал с мгновенной фазой
(J)r(t) = arctg[ Ит2siп<p2+ Uтпсsin<pnc ~. Ип,2 cos<p 2 + Unmc COS<pnc J
Просачивание происходит за счет связи по боковым лепесткам ДНА. Поскольку Unmc » Ит2 , то (J)r <рпс, не несущей информации о
дальности. Для уменьшения влияния просачивающегося сигнала при меняют пространственный разнос приемной и передающей антенн или переходят к системам с активным ответом и трансформацией частоты
в ответчике.
Другой особенностьюФД является возможность многозначного отсчета дальности, когда одному измеренному ИФ значению (J)л соот
ветствует несколько значений R, отличающихся, как следует из ( 10.2),
на kл,м /2, где k = 1, 2,.... Причина многозначности в том, что из-за цик-
личности фазы ИФ выдает один и тот же результат <рл при <рл+k 21t. Во избежание этого явления необходимо выполнение условия однозначно
сти отсчета фазы (J)лшах =O.мtllniax ~ 2,r. Отсюда - условие для выбора
масштабной частоты
1F,. ~ (2Rшах/с)-1 .1
Точность измерения дальности. Из ( 10.2) следует
ЛR/R = ЛМ/ М + Л<рл/(J)л или (при независимости ЛМ и Л<рл)
(ТR =(<p~a-}.f + М2а-;)1/2,
где а-~ и а-; - дисперсии изменения масштабного коэффициента и из
мерени'я фазы соответственно.
Составляющая а-м устраняется при постоянстве масштабного ко-
эффициента, что достигается стабилизацией масштабной частоты (на
пример, применением ГМЧ с кварцевой стабилизацией), при которой
О.м = const на интервале измерения tu. Тогда a-u = Ма-19, откуда следует,
что для повышения точности РД нужно уменьшить М, т.е. увеличить
масштабную частоту О.,. .
231
расположенных на дистанции, то в качестве измерителя частоты ис:.
пользуют анализатор спектра. В этом случае на выходе смесителя и
усилителя низкой частоты присутствуют сигналы биений всех целей (биения "отраженный сигнал Ис1 - опорный сигнал ucr") и сигналы бие
ний на комбинационных частотах (биения "отраженный сигнал Ис1 - от раженный сигнал llck"):
N |
N |
N |
I.иб =L llc1 (t)uo(t) +LL llc;(t)uck(t), |
1=\ |
1=1 |
k=\ |
где ис1 - отраженный сигнал от i-й цели; и0 - опорный сигнал.
Поскольку Ито >> Ит" то Ип"Иmо >> U,,,;Umk, и двойной суммой
можно пренебречь. В результате на вход анализатора поступает столько биений частоты F6" сколько целей (i) находится на дистанции.
При использовании параллельного анализатора спектра (рис. 10.8,а и 6)
получаем многоканальную систему с числом каналов, равным числу
элементов разрешения: N=(Fбшax-Fбшin)/ЛFФ=(Rшax-Rшin)/(8R). Время
анализа определяется инерционностью фильтров: Та= 1/ЛFФ = 1/бF6,
где ЛFФ - полоса пропускания фильтра; 8F6 - разрешающая способ ность по частоте биений.
При последовательном анализе спектра (рис. 10.8, в, г) аппаратура
|
кФ!ДFФ. |
|
|
|
|
|
.Ф |
|
|
|
Q :~ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Rmin |
|
|
Rmax |
|
|
а) |
|
|
|
|
6) |
|
|
|
к] |
|
цl |
:; |
~ |
|
1 |
|
|
|
|
|
|
---бmах |
|
1 Fcimin |
|
|
|
|
|
|
|
|
Rmm |
|
|
Rmax |
|
|
в) |
|
|
|
|
|
|
г) |
|
существенно упро
щается, но возрас
тает время анализа,
так как последова
тельный просмотр
дистанции путем
перестройки фи-
льтра может вы
rюлняться со ско
ростью дF~дt, при
которой за время
установления про
цесса на выходе
фильтра 1'уст частота
настройки фильтра изменится не более, чем на ЛFФ, т.е.
Р11с. 10.8. Структурные схемы и идеализированные ч~стотные |
(дFJдt)-ry1,-~ЛFФ. По |
характерисп,ки фильтров - анализаторов спектра сигналов в |
скольку 1'уст = 1/ЛFф, |
частотном РД |
то (дF~дt)sЛF{ |
В частотных РД принимают меры для поддержания M=const, стабилизируя величины Fм и Лf Тогда аи= Ма1,•, и для уменьшения аи стремятся увеличить частоту модуляции Fм и девиацию частоты Лf, а для
неискаженной передачи закона ЧМ переходят на несущие частоты/о>>Лf
Погрешность измерения частоты биений можно оценить как (см. гл. 9)
lст1:= К,ю/( qtск),1
где Кно - коэффициент, учитывающий отличие схемы РД от оптималь
ной и зависящий от типа измерителя; q - отношение сигнал/шум по
|
|
|
|
|
|
|
|
""ft2 \и(t)21dt |
|
1/2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
мощности |
на входе |
измерителя |
частоты; 1ск = |
|
|
-17) |
|
|
|
|
|
00 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
flu(t) 2 1dt |
|
|
среднеквадратическая длительность сигнала. |
|
-00 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Если |
Кн0=l, то |
СТ~;= |
1 |
, что справедливо для опти- |
|
112 |
|
|
|
(Е/N0 ) |
2Jftcк |
|
|
|
|
|
|
мальной обработки сигнала с неизвестным временем прихода, случай ной начальной фазой и флуктуирующей амплитудой. При этом потен
циальная точность частотного радиодальномера характеризуется по грешностью
с I с
СТи= 4ЛfFм (Е/N0)1122Jftcк = 8ffЛJFмtcкJч ·
На точность дальнометрии может также влиять дискретность от
счета с дискретом ЛRд = Rniin = с/(4ЛЛ, что имеет значение, однако, только при точечной цели. В этом случае для уменьшения влияния дис
кретности отсчета можно использовать модуляцию частоты зондирую
щего сигнала одновременно несколькими частотами.
Наконец, при относительном движении цели со скоростью V, появляется доплеровский сдвиг частоты Fд = -2Vг / л, который может
внести погрешность в измерение дальности. Для учета этой погреш
ности используют симметричные законы ЧМ и раздельную обработ
ку сигнала в двух половинах периода модуляции (рис. 10.11 ). Тогда на первой половине периода частоты модуляции Fб\ = Fu - Fд, а на второй F52 = FR + Fд, откуда
Fu = O,S(F62 + F61 ),
Fд =O,S(F62 -F61 ),
где Fu и Fд - частоты, пропорциональные дальности и скорости.
