Литература / бакулев радиолокация распозн

Глава 8. Борьба

с активными помехами

Активные помехи, принятые антеннами РЛС, смешиваются на входе приемника с полезным сигналом и шумом, образуя входную реализацию.

Основные особенности взаимодействий активных помех и полезных сиг­

налов - полное или частичное их совпадение во времени, перекрытие по

частоте и различие в направлениях прихода радиоволн. При совместной обработке полезных сигналов и помех необходимо учитывать, что и сиг­ нал, и помеха представляют собой электромагнитные поля (волны). Сле­

довательно, эти сигналы являются одновременно функцией времени, час­

тоты, начальных фаз и амплитуд, а также направлений прихода сигналов (углов в пространстве) и параметров поляризации волны, т.е. являются пространственно-временными сигналами. После приема сигналов и по­ мех антенной число параметров сокращается, поскольку параметры поля­ ризаuии и направления прихода волн преобразуются в параметры элек­ трического сигнала, снимаемого с антенны: амплитуду, разность фаз и т.п. Для выяснения потенциальных возможностей обработки пространст­

венно-временных сигналов на фоне помех с учетом оптимального по­

строения как антенной системы, так и устройства обработки в приемнике рассмотрим основные характеристики такой обработки.

8.1. Прием и обработка пространственно­

временных сигналов

Пусть в пространстве элементы антенны располагаются в точ­

ках А, В и С , образуя на осях Х и У базы БАн и БАС (рис. 8.1 ). При

значительном расстоянии до цели, расположенной в точке М , получаем

'i> Б.4н, r2 > БА(' и Уз> БАн, r4 >БА('. Поэтому траектории радиоволн,

падающих в точки А, В и С , можно считать параллельными,

т.е. AM/IБMIICM. Следовательно, разности хода траекторий радиоволн

вплоскостях XOZ и YOZ

х= fj -r2 = БАн si11 а= Б.411 cos0x = БАнСх,

у =13- r4 =БА(: sin Р = БАСcos0У =Б,и:Су,

где Сх и СУ - направляющие косинусы, характеризующие пространст­

венное положение цели.

191

Если считать, что антенна согласована по поляризации с электро­

магнитным полем, то поле падающих радиоволн описывается скалярной функцией. Принимаемый сигнал в частотно-временной области харак­

теризуется временной функцией u(t) и спектральной функцией (спек-

тром) S(/), которые связаны парой преобразований Фурье:

11(1) = "'JS(f) ехр{)2,r ft}df,

S(f) = 00Ju(t) ехр{-j2,rJt}dt,

где мгновенная фаза сигнала и частота определены соотношениями

а)

<p(t) = Jw(t)dt и / = (2п)-1 d<p(t)/dt .

Диаграмма направленности антенны G3 (C) и распределение поля в

раскрыве антенны Sн(0) также описываются парой преобразований Фурье:

Ga(C) = <1)JSE(0)exp{j2п0C}d0,

спектром пространственных частот, по которому можно восстановить

ДНА и найти угловые координаты цели. Эта функция показывает, как

192

взаимодействует падающая электромагнитная волна с антенной в каж­

дой ее точке, и используется для нахождения амплитуды и фазы про­

странственно-временного сигнала, а также шума, принимаемого вместе

с сигналом. Полученные таким образом сведения о сигнале и шуме по­ зволяют синтезировать оптимальные или близкие к оптимальным уст­ ройства приема и обработки пространственно-временных сигналов на фоне действующей на антенну помехи.

Описание принимаемого сигнала. Воздействие сигнала в виде электромагнитной волны на апертуру антенны (рис. 8.2) можно рассмот­

реть, ограничившись классом симметричных относительно своих макси-

мумов функций IGJC_r,C)I, lsн(0_p0y)I, lи(t)I и!S(ЛI. Такую электро­

магнитную волну можно представить дельта функцией направления на ее

источник о(Сх,С). Следовательно, пространственный спектр волны рав-

номерен, а напряженность поля в плоскости фронта волны постоянна. Ограниченный по пространству раскрыв антенны перехватывает часть фронта волны, пропорциональную S1:(0x,0y), и дrтя определения направ-

ления на источник, т.е. Сх и СУ , необходимо выполнить обратное преоб­

разование Фурье спектра пространственных частот и получить функцию Ga(Cr,C_~.). Из-за ограниченности апертуры антенны диаграмма направ-

ленности Ga (Сх, CJ) имеет конечную угловую ШИР,Ину и отличается от

ментов антенны из действующего на него электрического поля e(t, 1·),

можно представить в виде

и(t, r) =u(t,x,y) =S1,(r)e(t, r) =S1Jx,y)e(t,x,y),

193

где и и е имеют размерность напряженности электрического поля, при­

чем и(t, ,·) = и(t, х, у)= Re{u(t,x,y)}, где u(t,x,y) - аналитический сигнал.

Функция Sн(r) = s,,(,·)exp{j\/f(r)} связывает амплитуду напряженности

поля падающей волны и сигнала на выходе элемента антенны, а \j/(r)

означает сдвиг начальной фазы.

При активной радиолокации излучается сигнал e(t) = Re{e(t)} =

= Re{e111 (t)exp(.iro0t}, где t отсчитывается от момента излучения сигна­

ла. После отражения от точечной цели, находящейся в точке М на рас­ стоянии R от центра апертуры (точка О), в.точке N антенны будет дей­

ствовать поле отраженного сигнала напряженностью+

е,(t,x,y) =Re{e(I, R, r)} =Re{Кет(1-;-R;))ехр[(1 R;))+j<p""' ]},

где учтено время прохождения сигнала до цели R/c и от цели до точки N , равное R(r)/с, а также сдвиг фазы сигнала при отражении {Ротр .

Коэффициент пропорциональности К учитывает изменение

амплитуды сигнала при отражении и распространении.

При пассивной радиолокации за начало отсчета времени удобно

принять момент прихода сигнала в геометрический центр антенны с

координатами r = х = у= О . Тогда напряженность поля сигнала в точке N

Учтем, что на плоскую антенну действуют только нормальная к рас­

крьmу составляющая электрического поля, пропорциональная направляю-

комплексная огибающая напряженности поля сигнала на элементе апер­

туры с координатами х и у или r

где Е0 - постоянный размерный множитель, объединяющий все константы.

194

Свойства принимаемого антенной шума. Шум, действующий на

раскрыв антенны, складывается из внешнего и внутреннего шумов.

Внешний шум N1,внсш (x,y,t) создается случайным электромагнитным

полем, формируемым волнами, которые приходят от источников шума,

находящихся в различных точках пространства, т.е. с разных направле­

ний. Снимаемое с элементов апертуры антенны напряжение внешнего

шума записываем в виде

nнвн"ш (x,y,t) =Sн(х,у)Nнв,1еш (x,y,t).

Внутренний шум, отнесенный к элементам апертуры антенны с

эффективной площадью Sa, nн01f)T(x,y,t) = Nн01f)'Т (t)s;1 не зависит от ко-

ординат элемента раскрыва. Следовательно, шум на входе системы об­

работки определяется соотношением

Nн(x,y,t) = Nн01f)т(t)S~ 1 + Nнвнсш (x,y,t)Sн(x,y),

а его спектральная плотность

No(x,y) = NoBlf)T + NОвнсw 1s,,(x,y)l2 .

Во всех дальнейших выкладках считаем, что внешний шум имеет

равномерную спектральную плотность во всем диапазоне пространст­

венных и временных частот, меньшую, чем у внутреннего шума систе­

мы, также равномерно распределенного по раскрыву антенны, т.е.

Nнвнсw < NнВН)Т и N,Jx,y,t) = NнВН)'Т . Пр_и таких предположениях вход-

ную реализацию записывают в виде y(x,y,t) = u(x,y,t)+ Nн(t), т.е. она

является функцией параметров волны.

Особенности обработки пространственно-временных сигналов.

Обычно алгоритм оптимальной обработки пространственно-временных

сигналов разделяют на пространственный и временной алгоритмы, вы­ полняемые соответственно пространственным и временным фильтрами.

Вначале производится оптимальная обработка сигнала в пространстве с

помощью пространственного фильтра, осуществляемого соответствую­

щим построением и настройкой антенной системы, а затем сигнал под­

вергается оптимальной обработке во временной области. Полученное распределение поля на апертуре антенны Sн(х,у) описывается спек-

тром пространственных частот 0х и 0У • Для определения направления

на точку М (см. рис. 8.2) нужно восстановить ДНА и G3 (0_,-,0y) по это­

му распределению поля.

Особенности пространственной обработки сигнала удобно рассмот­

реть на примере антенны с пло~ким раскрывом. Пусть в точке N раскрыва

195

с координатами х, у принимается сигнал, который в соответствии с (8.2б)

можно представить в виде пространственной функции (временная обра­

ботка здесь не рассматривается, так как она известна из гл. 3):

фициент передачи оптимального фильтра или любой другой системы

оптимальной обработки сигнала на фоне шума с равномерным спектром комплексно сопряжен со спектром принимаемого сигнала. Поэтому ис­ комый оптимальный пространственный фильтр, восстанавливающий ДНА, должен иметь коэффициент передачи

К(Ох,Оу)= ASBX(Ox,Oy) = ВSн(Ох,Оу)ехр{-12я[oxci +oycn},

где ci. с; - направляющие косинусы найденного фильтра (опорного

сигнала); А и В - некоторые константы.

Тогда выходной сигнал антенной системы будет определяться

произведением

sвых(Ох,Оу)=SBX (Ох,Оу)К(Ох,Оу)= АЕол2 [1- с;-с;]112 х

х1Sн(Ох,Оу)12 ехр{j2я[Ох(Сх-С.~)+О_,,(С_1, -CJ~)]} .

Выходной сигнал точно настроенной антенной системы

где sa =л2 [J]sн(Ох,Оу)12 d0xdOY ]-эффективная площадь антенны.

Таким образом, оптимальная пространственная обработка сводит­

ся к умножению на комплексный коэффициент передачи сигнала с каж­

дого элемента раскрыва антенны, имеющего координаты Х, У или про­

странственные 'ШfТОТЫ Ох, ОУ • Для этого необходимо раздельно управ-

лять амплитудой и фазой сигнала в каждой точке раскрыва антенны, че­

го можно достичь только в ФАР, элементы которой дискретно (с интер­

валами а и Ь) распределены по раскрыву. Предположим для простоты, что число элементов решетки равно N (N- нечетное число по координа­

там Х и У). Тогда координаты элементов ФАР будут О_п =ia / А и

Оyk = kb / л., где номера элементов решетки по координатам Х и У, т.е.

196

направление приема, задаваемое настройкой значений соответствующих

направляющих косинусов с помощью фазовращателей.

При а= Ь = л/2 (полуволновая антенная решетка) получаем

'l'x,y =1tC~,Y . Оптимальная пространственная обработка может быть

реализована с помощью ФАР с использованием как фильтров, так и

корреляторов.

В соответствии с (8.3) оптимальный пространственный фильтр

имеет в канале обработки каждого элемента ФАР ( А0, ~ 1, ••• и т.д.) весо-

вой усилитель или аттенюатор с коэффициентом передачи W,k и фазов­

ращатель для настройки на заданное направление приема сигналов. При

корреляционной обработке весовые амплитудные множители и фазовые

сдвиги вносятся с помощью сигнала гетеродина, а настройка на задан­

ное направление - поворот главного лепестка ДНА - выполняется на

промежуточной частоте.

Переход к ФАР требует существенного усложнения антенной сис­ темы за счет введения весовых усилителей, фазовращателей, системы управления фазовращателями и т.п. Вместе с тем положительные свой­ ства ФАР, такие как электрическое сканирование луча, возможность

формирования одновременно нескольких лучей, высокая надежность и

т.п., привели к быстрому внедрению ФАР в практику радиолокации.

8.2. Устройства подавления пространственных

активных помех

Изложенные принципы приема пространственного сигнала позво­ ляют не только выполнять оптимальную обработку пространственно­ временных сигналов на фоне пространственно-временных некоррелиро­

ванных и равномерных по пространству шумов и помех, но и оптималь­

но обнаруживать полезные сигналы на фоне пространственных корре­ лированных помех. Однако, как было показано, в общем случае решать эти задачи трудно. Поэтому на основе сведений об устройствах обра­ ботки простр~нственных сигналов (ФАР) рассмотрим более простые за­

дачи компенсации мешающих пространственных сигналов - разновид-

197

ности пространственных коррелированных помех. Действительно,

практика радиолокации показывает, что можно вполне успешно созда­

вать устройства, способные подавлять пространственные активные по­

мехи. Наиболее простые из таких устройств основаны на компенсации

помехового сигнала или на деформировании ДНА и применимы при не­ большом числе источников помех в пространстве. В более сложных си­ туациях, когда число источников помех велико, используют более сложные системы обработки пространственно-временных сигналов.

Устройства компенсации помех. Когда направления на источни­ ки сигнала и активной помехи не совпадают, можно скомпенсировать помеху, применив устройство с основной и дополнительной антеннами. Пусть основная антенна А0 принимает помеху у0 , а дополнительная

компенсационная антенна А1 - помеху у1 того же источника, отличаю-

М{у1у~} =О, так как компоненты у1 и у~ ортогональны. Поэтому

W= -Kk [рст0ст1+ Wcrf], откуда

198

lw = -к,Р,,-оР",[1 + к,,,-,'Г-1

Весовой коэффиuиент Wj вычисляют с помощью формулы

где р0 = М{у0у~}[ст0ст~Т', которая выводится аналогично предыдущей.

При Kk > 1 полученные выражения упрощаются и принимают вид

W=-рст0 /ст1 и Wj =-р0ст0 /ст~.

На основании этих соотношений можно синтезировать структуру квадратурного компенсатора с корреляuионными обратными связями (рис. 8.4), в котором компенсируется помеха. Устройство обеспечивает минимум среднего квадрата напряжения (мощности) помехи на выходе:

откуда Wiопт=-рст0/ст1 • Аналогично Wj~пт=-р0ст0/ст~. Эти выражения

совпадают с полученными ранее в предположении Кк> 1.

Если подставить Wionт и Wj~nт в выражение для M{yi}, то

СТi = стt -р2стl- (р0 }2ст~ = ст~[I - р2 -(р0)2].

Обозначим р2 + (р0}2 =1~2 , поскольку р=р+jp. Тогда окончательно получим СТi =cтl[t-lpl2 ], откуда коэффициент подавления мощности

199

Кн= Рnвх / ~1вых =СТ~ Iai =[1-IPl2 Г1 •

При некоррелированной помехе l,:,12 О, К11 1, и подавления

помехи нет. При сильно коррелированной помехе l,:,12 1, К11 оо , и

подавление помехи максимально.

Весовой коэффициент можно представить в виде

Wk =Wi + JWi0 , где Wi =IWklcos\jl=Wkcos\jl

и

Устройство подавления с деформацией ДНА. Рассматриваемое

устройство позволяет сформировать минимум диаграммы в направле­

нии на источник помехи, требует допол­

вая координата источника помехи, то для компенсации помехи нужно

подавления нескольких (N) помех

ления (рис. 8.6).

200