Литература / бакулев радиолокация распозн

В радиолокаторах с внутренней когерентностыо источником

опорного сигнала является когерентный гетеродин. В зависимости от

направления фазовой синхронизации и от построения передатчика раз­

личают истинно и псевдокогерентные радиолокаторы.

В истинно когерентных радиолокаторах (рис. 7.1 О, а) когерент­ ный гетеродин КГ представляет собой генератор непр~рывных стабиль­

ных колебаний (например, кварцевый), а передатчик строится по много­

каскадной схеме "умножитель частоты УЧ (Ку,_,=п) - усилитель мощно­

сти УМ". Зондирующие радиоимпульсы формируются импульсами мо­

дулятора (М), подаваемыми на усилитель мощности (УМ) передатчика.

рентный гетеродин фазируется сигналами однокаскадного передатчика

ГРЧ, например магнетронного типа. Причем начальная фаза радиоим­

пульсов хаотично изменяется от периода к периоду повторения, поэто­

му в начале каждого периода необходима фазовая синхронизация коле­ баний КГ (см. рис. 7.7,б).

Фазирование осуществляется радиоимпульсами ГРЧ, на промежу­ точной частоте после преобразования их в смесителе передатчика.

171

Для сохранения фазовых соотношений используется гетеродин,

общий для передатчика и приемника. Как и в истинно когерентном ра­

диолокаторе сигналы сравниваются в фазовом детекторе.

7.4. Построение устройств подавления

пассивных помех в ОДЦ

Как указывалось, полезный сигнал выделяется на фоне пассивных

помех путем либо подавления сигналов, неизменных по ампли,уде от пе­ риода к периоду повторения, либо путем режекции в спектре составляю­ щих, кратных частоте повторения (рис. 7.9). Дпя этого используются ре­ жекторные гребенчатые фильтры (РГФ), которые реализуются в виде ал­ горитмов или устройств череспериодного вычитания (ЧПВ), череспери­

одной компенсации (ЧПК), а также алгоритмов фильтровых систем или

наборов (гребенок) фильтров. Эти устройства или алгоритмы могут быть реализованы аппаратно либо программно.

Простейший РГФ реализующий алгоритм однократного ЧПВ (ЧПК). Покажем, что такое устройство подавления пассивных помех

эффициент передачи устройства ЧПВ:

К(jы)=1-ехр{-jыТ"}= 2sin(ы;п}хр{JО,S(п-ыТ")).

Ампли,удно-частотная характеристика (АЧХ) устройства одно­

кратного ЧПВ имеет вид

172

Из рис. 7.11,6 следует, что устройство однократного ЧПВ (АЧХ

изображена на рис. 7.12, в сплошной линией) не является оптимальным

устройством обеления пассивной помехи, у которого АЧХ

K"(jw) = [G""(;ю))J°·''

где GnnUw) - спектральная плотность мощности этой помехи.

В полосах задержания или режекции (1) имеется проигрыш в по­ давлении помехи по отношению к обеляющему ГФ, и пассивная помеха,

представляющая собой пачку отраженнь1х от неподвижной цели им­

пульсов, не обеляется. На участках II (в полосах прозрачности) устрой­

ство ЧПВ также проигрывает по сравнению с оптимальным ГФ, так как

оно подавляет сигналы полезных целей. Целесообразно использовать

устройство с более равномерной АЧХ в полосе прозрачности.

Кроме того, из-за периодического повторения на частотной оси полос режекции АЧХ возникает явление так называемых слепых скоро­ стей, когда сигналы, отраженные от движущихся целей, подавляются RГФ так же, как и сигналы от неподвижных объектов, и потому не мо­

гут быrь обнаружены. Причина этого явления в том, что при доплеров­

ских сдвигах частоты отраженного от цели сигнала, равных или крат­

ных частоте повторения импульсов, составляющие спектра этого сигна­

ла попадают в полосу режекции АЧХ. В самом деле, нули частотной ха­ рактеристики РГФ соответствуют условию

Следовательно, OJk =ПАА. =21t ( 2V,* / л.) , откуда слепая скорость

(7.7)

соответствует перемещению цели за время 7r1 на целое число полуволн.

Для улучшения подавления пассивных помех используются РГФ с алгоритмом многократного вычитания (рис. 7.12). В общем случае на выходе РГФ с алгоритмом п-кратного вычитания образуется остаток

вычитания

173

В результате после подавления сигналов неподвижных целей (пассив­ ных помех) на выходе РЛС остаются только сигналы движущихся целей.

На рис.7. 14 приведены фотографии изображений экранов индика­ тора кругового обзора РЛС УВД до (а) и после (6) подавления сигналов

пассивных помех.

J>11c. 7.14. Вид экрана индикатора кругового обзора РЛС УВД с выклю­ чеююй (а) и включенной (6) системой ЧПВ

Устройства борьбы со слепыми скоростями. Для уменьшения влияния слепых скоростей на ОДЦ в соответствии с (7.7) изменяют во времени (вобулируют) либо длину ВО,!JНЫ (несущую частоту), либо час­ тоту (период) повторения. Поскольку при вобуляции несущей частоты требуется одновременно перестраивать ГРЧ (передатчик), входные цепи приемника и гетеродин, то предпочтение отдают вобуляции частоты по­

вторения.

В простейшем случае при вобуляции применяют два фиксирован­

ных значения периода повторения (рис. 7.15). В нечетных периодах по­ вторения импульс синхронизатора (Синх) запускает передатчик (Прд)

без задержки, а сигнал с фазового детектора (Фд) приемного тракта за­ держивается перед подачей на устройство ЧПВ на ЛТ . В четных пе­

риодах повторения задержка ЛТ вводится в сигнал запуска передатчи­

ка. Поэтому зондирующие импульсы излучаются с двумя периодами повторения Тп1 и Тп2 , а поступающие на устройство ЧПВ сигналы при-

водятся к одному периоду повторения Tn, что позволяет использовать

обычное устройство ЧПВ, настроенное на Тп. При вобуляции периода

повторения амплитуды сигналов от неподвижных целей не изменяются,

175

ся в тангенциальном относительно радиолокатора направлении, так как

при небольших доплеровских сдвигах частоты спектральные состав­ ляющие этих сигналов попадают в области режекции АЧХ РГФ. Основ­ ным способом селекции полезного сигнала в рассматриваемом случае является увеличение времени запоминания в устройствах вычитания до значения, при котором заметно проявляется движение цели. Чаще всего время запоминания выбирают равным периоду сканирования луча ан­ тенны (периоду обзора, «скану» или так называемому времени кадра). Соответствующие устройства носят название устройств кадрового вы­ читания. Достоинством их является чувствительность к движению це­ лей со слепыми скоростями, т.е. свойство обнаруживать цели, движу­ щиеся с тангенциальными скоростями. Однако меньший коэффициент

кадровой корреляции по срав_нению с междупериодным приводит к

уменьшению коэффициента подавления таких устройств. Поэтому кад­ ровые устройства ОДЦ используют как вторую ступень вычитания со­ вместно с одним из устройств ЧПК (ЧПВ). Устройства кадрового вычи­

тания часто называют некоrерентными, что не совсем верно, так как

здесь тоже используется когерентность, но только видеосигналов (коге­

рентность на огибающей).

7.5. Реализация устройств подавления пассивных помех

Техническая реализация устройств подавления пассивных помех определяется используемой элементной базой и может быть либо ана­

логовой, либо цифровой.

В настоящее время используют исключительно цифровую эле­ ментную базу и технику реализации устройств подавления пассивных

помех. Если оптимальные фильтры одиночных сигналов или фильтры

внутрипериодной обработки часто выполняются как аналоговые уст­

ройства в приемном тракте с использованием УЛЗ на ПАВ (см. гл. 2), то осуществить междупериодную обработку на высокой или промежуточ­

ной частоте в приемном канале удается не всегда, из-за недостаточного

быстродействия цифровых микросхем, и они реализуются в виде ком­ плексных цифровых фильтров на видеочастоте.

Реализация алгоритмов ЧПВ в устройствах на промежуточной час­ тоте существенно упрощается. При этом сигналы можно подавать непо­ средственно с УПЧ приемника и вычитать их на промежуточной часто­ те, т.е. с точностью до фазы заполнения импульсов. Однако такая реали­ зация алгоритма ЧПВ требует высокой стабильности частоты заполне­

ния и достаточного быстродействия устройств обработки.

177

Несмотря на то, что были разработаны РГФ, работающие на проме­

жуточной частоте, например так называемые векторные компенсаторы или

устройства с объединением выходов фильтров, имеющих разные АЧХ, в

настоящее время используются исключительно цифровые РГФ (ЦРГФ).

Цифровые РГФ подавления помех требуют предварительного пре­ образования сигналов в цифровую форму с помощью АЦП. В таких уст­

ройствах используется двойная дискретизация сигнала: по времени с дис­

кретом Лtд =т" и по уровню с квантом Ли= аш, где аш - среднеквад-

ратическое значение шумового напряжения. При этом динамический

диапазон d = uniax/u111 i11 = и111ах/аш , а требуемое число двоичных разрядов

кода т = log2 d . Следовательно, отношение динамического диапазона сигналов или помех на входе АЦП (в дБ) к числу двоичных разрядов

log2 d

При известном динамическом диапазоне (дБ) число разрядов АЦП

m=d/kk=d/6.

Быстродействие АЦП определяется затратами времени на преоб­ разование, которые должны быть меньше длительности временного

дискрета, т.е. Лt = т" / т. В настоящее время используются АЦП с быст-

родействием, характеризующимся частотой дискретизации/=1/Лt ::5100 МГц, например, АЦП AD 6644 фирмы Aпalog Device (США) имеетf=65 МГц при 14 разрядах кода, динамическом диапазоне 73 дБ и частоте входного сигнала 39 МГц. Если быстродействия АЦП недостаточно для преобразования сигналов промежуточной частоты, то переходят к ЦОДЦ и ЦРГФ в виде комплексных фильтров с двумя квадратурными каналами, в которые включены два АЦП.

После подавления помех используется оптимальная междупериод­ ная обработка сигнала на фоне белого шума. Обычно в системах ЦОДЦ для этого применяют когерентное либо некогерентное накопление мо­ дулей или квадратов остатков вычитания. При когерентном накоплении

вводится поправка в фазу сигнала для компенсации движения цели. В

самом деле, если известна (измерена) доплеровская частота сигнала це­

ли, то набег фазы за период повторения f// =ОдТ11 • Пусть принимаемый

сигнал в п-м периоде повторения

и,1 = Vс exp{J(nf// + f//0 )} ,

где п = О, 1,2, ... ; f//o - начальная фаза.

178

Набег фазы нужно компенсировать с помощью сигнала S11 , чтобы

ис =S11u,1, т.е. s11 =ис /Ип, поэтому

s11 =ехр[-J(nl/f + 1//о)] =(VСХ cos nl//- и(;у sin nl//)-

- J(Ui:x sin nl// + U.:.y cos nl/f),

где Исх= cos 'Vo; Ису =sin 'l'o ·

Таким образом, в двух квадратурных каналах в п-м периоде повто­ рения по известному значению '11 формируются поправки, обеспечи-

вающие когерентность накопления.

При когерентном накоплении остатков вычитания в ЦОДЦ (см. рис. 7.17) помехи в квадратурных каналах подавляются ЦРГФ, содер­ жащим общие для квадратурных каналов запоминающее (ЗУ) и арифме­ тическое (АУ) устройства в каждом канале. После ввода компенсирую­

щих поправок

блоком БВП сиг-

налы интегриру­

ются цифровым

полосовым гре­

бенчатым фильт­ ром (ЦПГФ),

реализованным

турных каналов и

АУ для каждого канала. Квадрирующие устройства обеспечивают на

выходе сумматора квадрат амплитуды сигнала движущейся цели, а

цифроаналоrовый преобразователь (ЦАП) преобразует цифровой код сигнала в импульс цели, который затем направляется на обнаружитель и

индикатор.

Из-за сложности ввода компенсирующих поправок, особенно при одновременной обработке сигналов нескольких целей, необходимо пе­

рейти к многоканальным системам подавления помех. Структуру ЦОДЦ

можно упростить, перейдя к некоrерентному накоплению. В этом слу­ чае БВП, показанный на рис. 7.17, не требуется, и ЦПГФ подключается после объединения квадратурных каналов.

Фильтровые устройства подавления помех. Реализация фильт­ ровых устройств возможна на цифровых фильтрах с быстрым преобра­

зованием Фурье (БПФ) или на микропроцессорах. Типовое фильтровое

устройство ОДЦ (рис. 7.18) многоканально по дальности (т каналов) и

179