Литература / бакулев радиолокация распозн

Среднеквадратическая ошибка измерения дальности иu =O,Scur и

радиальной скорости ии =О, SлиI .

Таким образом, анализ показывает, что при простых зондирующих сигналах, у которых база или произведение длительности сигнала Те на

ширину его спектра Л/с имеет порядок, близкий к единице (ТсЛfс= 1),

вследствие постоянного объема ФНЗС или площади ДН невозможно повышать разрешающую способность и точность одновременно по fu и Од. Для устранения этого недостатка необходимо переходить к так на­

зываемым сложным сигналам, у которых база В=ТсЛ:f~> 1. Поскольку

большая длительность сигнала позволяет увеличивать его энергию, та­

кие зондирующие сигналы иногда называют энергоемким и.

4.4. Сложные сигналы

Сложные или энергоемкие сигналы позволяют разрешать противо­

речивые требования повышения дальности обнаружения и разрешаю­

щей способности. Дальность обнаружения повышается при использова­ нии зондирующих сигналов с большой энергией Е. Увеличение Е воз­ можно за счет увеличения либо мощности, либо длительности сигнала.

Пиковая мощность в РЛС ограничена сверху возможностями генератора

радиочастоты и особенно электрической прочностью фидерных линий,

соединяющих этот генератор с антенной. При использовании ФАР пи­ ковая мощность ограничена максимальной мощностью модулей ФАР.

Следовательно, проще повышать Е путем увеличения длительности

сигнала. Однако сигналы большой длительности не обладают хорошим

разрешением по дальности. Сложные сигналы с большой базой могут

разрешить эти противоречия. В настоящее время широко используются

два вида сложных сигналов: линейно-частотно-модулированные (ЛЧМ)

и дискретно-кодированные (ДКС).

Линейно-частотно-модулиро~анный сигнал. Если в пределах

длительности импульса tи модулировать несущую частоту по линейно­

му закону с большой девиацией частоты, то база сигнала t иЛfс будет большая и огибающая спектральной плотности входного сигнала S0 x(J)

будет приближаться к прямоугольной, т.е. S0 x (/) =Js =const . Тогда на

выходе оптимального фильтра формируется огибающая сигнала вида

101

К числу основных параметров ЛЗ относятся рабочая частота/о, по­ лоса пропускания Л/ и время задержки Т1, значения которых зависят от

материала ЛЗ.

В качестве примера рассмотрим WЛЗ (ОАО «Авангард»), предна­

значенную для сжатия ЛЧМ-радиоимпульса длительностью tи=70 мкс с

девиацией частоты Л/=20 МГц, работающую на частоте.fо=70 МГц. Фильтр на такой ЛЗ дает Кс~900, вносит потери -50 дБ и имеет

уровень боковых лепестков -28 дБ. Число электродов в решетке преоб­

разователя составляет 3· 103•

обработку сигналов во временной либо в частотной области с помощью

специальных корректирующих фильтров (рис. 4.15), построенных

обычно по трансверсальной схеме.

..

Рис. 4.15. Схемы весовой обработки ЛЧМ-сиrналов во времен-ной и

частотной областях

В отводы трансверсальных фильтров сжатия ставят усилители, ко­ эффициенты передачи которых соответствуют весовым коэффициентам корректирующей функции. В ДУЛЗ на ПАВ требуемые весовые коэффи­

циенты получают изменением длины электродов решетки.

104

осью ОХ, высотой I и эллиптическим основанием, стоящим на пьедеста­

ле (рис. 4.18).

Разобьем тело ФНЗС на две части: информативную v1 и неинфор­

мативную v2, причем

главного пика (острия), а неинформативный - пьедестал-параллелепипед

обходимо, чтобы р6<(4ЛfТс)112, т.е. величина р6 должна быть тем меньше,

чем больше площадь 4ТсЛ:!~, на которой «распределен» объем v2•

Как видно, для выполнения этого условия сигнал должен быть

одновременно длительным и широкополосным, т.е. относиться к

сложным сигналам с большой базой. В качестве последних могут ис­

пользоваться шумоподобные (ШПС), а чаще всего дискретно­

кодирован11ые сигналы (ДКС).

Дискретное кодирование сигналов можно выполнять по фазе, частоте и амплитуде как раздельно, так и одновременно. Обычно

Ит,=[tap,,(t)exp(Jl(m0 +m;)I+\";]] при0:St:SJ;],

(4.17)

О при других значениях t

106

где а,, w;, q>; - параметры кодовой модуляции последовательности дис­

кретов {t;}, которая может содержать коды {а,, W;, q>; }; i= 1,2,...,N - но­

мер дискрета кодовой последовательности ; N - число дискретов в сиг­

нале; Ит,{t) - импульс стандартной амплитуды длительностью tк (дли­

тельность элемента кода):

-[Ит[t-(i-l)тк] при (i-l)тк:$;t:$;iтк umi -

Опри других значениях t .

При этом длительность сигнала составляет Тс=Nтк. Поскольку а, -

энергетический параметр, для сохранения энергии сигнала неизменной

при расчетах необходимо нормировать (4.17) с помощью дополнитель-

ного делителя[ r,t,(а;)2Г'.Из общего выражения (4. 17) следуют

формулы, описывающие ДКС с различными видами кодирования. При

{0,}={а,}, {w,}={q>;}=O имеем а.мплuтудно-кодироваиный сигнш1 (АДКС):

Опри других значениях t .

Чаще других используются ФДКС или, так называемые фазо-кодо­

модулироваиные (ФКМ) и фазо-.нанипулированные (ФМ) сuгнсшы. В

этом случае {0;} = {q,,}, {а;}= 1, {т;} = О и

Число значений п, которые принимают начальные фазы элементов кода, называется основанием кодовой последовательности. При п = 2 имеем бинарную последовательность.

Бинарная ФКМ-последовательность получается, когда начальная фаза <р элемента принимает одно из двух значений О или тт. Тогда код

можно задавать в виде последовательности значений фазы {<р;}={О,тт}

107

либо в виде последовательности оператора {C;}=={exp(j<p;)}-=={+1,-l}, ли­ бо в виде последовательности символов кода {d;}=={ 1,0}.

Иноrда в иллюстративном материале вместо символов С, {+ 1, -1 } используют соответствующие им символы {«+», «-»}.

Таким образом, формирование бинарной кодовой последователь­ ности сводится к заданию дискретных значений <р,, С; и d;:

Логика символов d, определяется по правилу:

Х+У, если Х+У<mоd2,

ХЕ!ЭУ= { Х + Y-mod2, если Х +У~ mod2.

На рис. 4. 19 показан вид бинарного фазоманипулированноrо (ФМ) сигнала-радиоимпульса (а) и соответствующей кодовой последователь­ ности (6). В качестве бинарных кодовых последовательностей фазома­ нипулированных сигналов чаще других используют бинарные коды Баркера и М-последовательности. Коды Баркера обеспечивают уровень

боковых лепестков ДКФ x(i,O), равный 1/N, т.е.

1при i ==О.

X(i,O) ={ 1/N при i::i=O.

Процесс оптимальной обработки и «сжатия» во времени импульса

с внутриимпульсной ФКМ с использованием семизначного кода Барке­

ра показан на рис. 4.19.

Сжатие ФКМ импульса осуществляется с помощью линии за­

держки (ЛЗ) с отводами и сумматора, сигналы к которому от ЛЗ по­

даются через отводы либо непосредственно, либо с поворотом фазы

на тт, т.е. инверсно, для обеспечения последовательности суммирова­ ния дискретов, показанной на рис. 4. 19,г. Причем процесс суммиро­

вания иллюстрирован с использованием кодовой последовательности

С;== ехрUч>,}, поэтому начальной фазе О соответствует С= +1(+), а фа­ зе тт соответствует С = - 1(-). Закон смены знаков от первого отвода к

последнему (от начала ЛЗ к концу) обратен коду С, начальных фаз ра­ диоимпульса (Код на рис. 4.19,г). Этот код является зеркальным ото­

бражением модулирующего кода и представляет собой импульсную характеристику оптимального фильтра. Изменение фазы парциальных

сигналов на каждом из отводов ЛЗ при прохождении по ней радиосиг­

нала показан на рис. 4.19,г.

108

дут иметь одинаковый знак (фазу) и синфазно суммироваться. На выхо­ де получится максимально возможный сигнал - главный пик длитель­ ностью TcfN. Справа и слева от этого пика располагается по три боковых

лепестка с амплитудой l/N = 1/7. Фильтр согласован с ФКМ-импульсом

длительностью Те и служит для увеличения q на выходе оптимального

фильтра. Однако коды Баркера известны только для N = 13.

При тринадцатизначном коде Баркера импульс может быть сжат

максимум в 13 раз, а минимальный уровень боковых лепестков ДКФ со­

ставит 1/13 от амплитуды главного пика выходного сигнала оптималь­

ного фильтра. На рис. 4.20 показана ФНЗС сигнала с фазокодовой ма­

нипуляцией кодом Баркера при N = 11.

мальной длины, которые образуются с помощью рекуррентных соотно­

шений, что позволяет формировать их на регистрах сдвига, охваченных обратными связями. Подразделяют М-последовательности на периоди­

ческие, когда период повторения кода Тп равен его длительности

Те(Тп= Те), и непериодические (усеченные), когда Тп больше Тс(Тп>Те).

Наиболее часто М-последовательность задают в виде последовательно­

сти символов d;.

Для основания 2 значение текущего символа с'1 кодовой последова­

тельности зависит от т предыдущих символов и рассчитывается по

формуле

i=I

где di и а; могут быть равны О или 1.

Величина т называется па«ятью кодовой последовательности и

определяет количество ячеек в регистре сдвига, формирующем код. При

110