Литература / М.И.Финкельштейн Основы радиолокации

ническИх составляющих йа выходе и входе, являются так* же отношением амплитуд импульсов при бесконечной посследовательности.

На практике важно, однако, знать скоростные характе­ ристики как зависимость коэффициента передачи амплитуд импульсбв от частоты (скорости) при разном числе импуль­ сов в пачке W и заданной форме огибающей пачки (опре­ деляемой ДН сканирующей антенны). Сопоставление спект­ ральных линий пачки, сдвинутой относительно частот О, F„, 2Fn (слепые скорости) на Гд, с АЧХ РГФ, показывает, что изменение формы результирующего спектра мало при Fa ~ FJ2, но становится заметным при Fл ~ 0, т. е. вбли­ зи слепых скоростей. Поэтому, за исключением областей, близких к слепым, скоростные характеристики мало зави­ сят от числа импульсов в пачке, т. е. подобны АЧХ.

7. Методы уменьшения числа зон слепых скоростей.

Согласно формуле (2.4.15) слепая скорость исл = пЫ2Тп, Если имеются две РЛС, работающие на одной несущей час­ тоте, то для того чтобы их слепые скорости отличались одна от другой, необходимо использовать различные периоды повторения импульсов Тп. Это позволяет избежать пропа­ дания сигналов движущихся целей. Вместо двух РЛС мож­ но использовать одну с вобуляцией межимпульсных ин­ тервалов либо от импульса к импульсу, либо от одного пе­ риода сканирования к другому. Последний способ реализу­ ется проще, но связан со значительными потерями полез­ ного сигнала.

На рис. 5.33, а показаны импульсы синхронизатора, следующие через интервал Тп, а на рис. 5.33, б — импульсы запуска модулятора с так называемой двухпериодной во­ буляцией, при которой интервал между импульсами сос­ тавляет ТП1 = Та + АТп и ТП2 = Тп — &Тп. При трех­ периодной вобуляции интервал составлял бы Тп + Тп — &Тп, Ти и т. д. Возможный способ формирования

таких импульсов показан на рис. 5.33, д. Синхронизатор вырабатывает импульсы с периодом Тп. С помощью пере­ ключателя, управляемого синхронизатором, между ним и модулятором через один период повторения подключает­ ся ЛЗ с задержкой Д7П, так что один интервал между им­ пульсами возрастает на Д7П, а второй уменьшается на этот же интервал времени.

На рис. 5.33, в изображены видеоимпульсы цели, сни­ маемые с выхода фазового детектора (вход Л3 на рис. 5.33, д). При положениях переключателей, показанных на схеме рис. 5.33, д, в периоды, когда импульсы передатчика задер­

310

живаются на время &Та, в цепи фазовый детектор — пода­ витель задержка отсутствует и наоборот. Поэтому, как вид­ но из рис. 5.33, г, на входе подавителя (точка В на рис. 5.33, г) отраженные импульсы следуют с одинаковым периодом Тп (девобуляция), что обеспечивает обычный ре­ жим подавителя.

Рис. 5.33. Вобуляция и девобуляция периода повторения

Рассмотрим теперь скоростную характеристику системы СДЦ с учетом вобуляции периода повторения. Каждой па­ ре отраженных импульсов с интервалом Тпх — Тп 4- &Та и интервалом Т\12 = Та — АТп соответствуют разные сле­ пые скорости. В частности, первые слепые скорости равны Цсл1 ~ МЯТП1 и 2 = А./271и2.

При этом имеются как бы две скоростные характеристики. Одна соответствует СДЦ с частотой повторения Fnl = 1/Тп1, а вторая — с частотой повторения Fn2 — 1/Тп2 (рис. 5.34, а, где ЗТП2 =

— 2Tni). Следует иметь в виду, что точкам 1, 3, 5 и 7 характеристик соответствуют одинаковые амплитуды в смежных периодах повторе­ ния, а в точках 2, 4 и 6 импульсы в одном из периодов повторения

311

равны нулю. Остальным точкам соответствуют импульсы разной амплитуды. Вместе с тем первая слепая скорость (для которой им­ пульсы цели в каждом периоде повторения равны нулю) заметно воз­ растает по сравнению с каждой из двух слепых скоростей.

Рис. 5.34. Скоростные характеристики системы СДЦ:

а, б — системы с вобуляцией периода повторения, в — система с разносом частот

Результирующая скоростная характеристика может быть опре­ делена как результат усреднения этих импульсов по напряжению или по мощности (последнее характерно для индикатора с яркост­ ной отметкой). Соответственно согласно (5.5.2) имеем

312

или

К(Ед)-=—“2(/с ’Ksin2 лГд Tni + sin2 лЕд Тп2 .

V2

Вряде случаев скоростная характеристика может быть получе­ на непосредственно из импульсной. Согласно (5.5.5) для двукратной ЧПК импульсная характеристика (на входе действует дельта­

функция ид (0 = 6 (0)

£ (0 = б (0 - 26 (/ - Тп) + б (/ - 2ТП).

При двухпериодной вобуляции (Тп1, Тп2, Тп1, ...) импульсная характеристика имеет вид

g (t) = 6 [t + (Tu - ДТП)) - 26 (0 + 6 [t - (Тп-+ ДТП)].

Для определения частотной характеристики воспользуемся

со

формулой (4.2.8). Учитывая свойства дельта-функции (f f (0 б (/ —

Если отношение периодов k ~ 7пг/ТП1 очень близко к едини­ це, то слепая скорость (при которой cos &)Тп и cos <оД7п одновремен­ но равны + 1 или — 1) сильно возрастает. Например, при k —

— 63/65 частота, соответствующая слепой скорости, увеличивается по сравнению с Гд = Fn = 1/Та в (63 + 65)/2 ~ 64 раза. Однако при этом имеет место множество близких друг к другу «частных» слепых скоростей, что приводит к глубоким провалам скоростной характеристики, особенно вблизи главных зон режекции. Зависи­ мость К (Ед) от отношения k показана иа рис. 5.34, б, где представ­ лены скоростные характеристики, построенные по формуле (5.5.9)

(нормировка относительно 2"|/2).

Переход к трехпериодной вобуляции позволяет уменьшить провалы. Возможен и более высокий порядок вобуляции. Осущест­ вление таких систем стало реальным в связи с использованием циф­ ровой техники при реализации подавителей (см. § 5.7). Наряду с вобуляцией межимпульсных интервалов возможен метод уменьше­ ния числа зон слепых скоростей, основанный на использовании раз­ личных частот несущих колебаний зондирующих импульсов. Мож­ но, например, излучать две последовательности импульсов, несущие частоты которых отличаются на несколько процентов. Больший раз­

интервал между которыми растет с увеличением номера слепой ско­ рости (рис. 5.34, в). Применение раздельных систем СДЦ и смешива­ ние выходных сигналов обеспечивает в принципе исключение пол­ ностью слепых скоростей. Однако эффективность этого достаточно

313

высока лишь при больших скоростях. Вместе с тем полезность разно­ са частот несомненна, так как флуктуации, вызывающие неполное подавление, являются случайными и независимыми в каждом из ка­ налов.

Нетрудно видеть из анализа частотной характеристики, что переход к двукратной ЧПК или к более сложной влечет за собой уменьшение степени изменения сигнала вблизи слепых скоростей.

8. Помехи на дальности, превышающей интервал одно­ значности. Отражения с временем запаздывания t3 > Тп возникают при аномальном распространении радиоволн. Эффект может проявиться, например, в районах, где даль­ ность до гор превышает однозначно измеряемую для дан­ ной РЛС. Сигналы от таких целей иногда именуют помеха­ ми «второго хода развертки».

В случае псевдокогерентных РЛС, когда когерентный гетеродин поддерживает начальную фазу передатчика в течение лишь одного периода повторения, невозможно од­ новременно подавить сигналы помех в следующем перио­ де повторения. Поэтому для эффективного подавления дан­ ных помех следует использовать истинно когерентную сис­ тему, в которой фаза когерентного гетеродина сохраняется от импульса к импульсу.

Использование вобуляции периода повторения для борь­ бы со слепыми скоростями приводит к тому, что сигналы помехи, приходящие с дальности, превышающей однознач­ ную, смещаются на втором ходе развертки дальности (на­ подобие движущихся целей). Поэтому требуется постоян­ ная частота повторения импульсов по крайней мере в тече­ ние интервала времени, требуемого для обработки сигнала

вданном типе подавителя.

5.6.ВЛИЯНИЕ ВНЕШНИХ И ВНУТРЕННИХ ФАКТОРОВ НА КАЧЕСТВО РАБОТЫ СИСТЕМЫ СДЦ

1.Коэффициент улучшения подавителя. Флуктуации мешающих отражений от малоподвижных целей приводят

квозникновению на выходе подавителя нескомпенсированных остатков. Их целесообразно характеризовать коэффи­ циентом подавления гп = Рпвх/^пвых (отношение 'мощно­ стей помехи на входе и выходе подавителя).

Как известно, мощность случайных колебаний характе­ ризуется интегралом от энергетического спектра Зэ (/). Вместе с тем как амплитудно-частотная характеристика по­ давителя, так и спектр отражений от местных предметов

являются периодическими функциями с периодом, равным

314

частоте повторения зондирующих импульсов РЛС Гп. Учи* тывая, что энергетический спектр на выходе подавителя» имеющего АЧХ К (J), равен Зэ (/)№ (/), а также симмет­ ричность АЧХ и спектра относительно середины зон режек-

Для ЧПК, когда К (f)= 2| sin nf/Fn|, а энергетический

этим вводится понятие коэффициента улучшения (выигрыша) подавителя, который равен коэффициенту подавления по-

315

частот Еп, то среднее усиление сигнала по мощности

^свых^свх = откуда следует, что коэффициент I яв­ ляется коэффициентом улучшения подавителя в отношении сигнал-помеха:

Учитывая, что подавитель как РГФ обладает периоди­ ческой АЧХ, воспользуемся для определения коэффициен­ та К ш отношением средней мощности шума на выходе РГФ

Кш = 2, при двукратном череспериодном вычитании /<ш =

туда отраженного сигнала повторяет диаграмму направленности антенны по мощности (см. рис. 1.15). Для учета влияния вращения

316

антенны воспользуемся спектральным методом. Сигнал помехи на входе приемника при вращении антенны

где «п (0 — сигнал помехи без учета антенны, а функция Fp (/) на основании (1.4.1) и (1.4.7) равна

вующего на нее сигнала в тем большей степени, чем больше ЙА/0о,5 (меньше длительность огибающей Fp(i)). Для упрощения матема­

тических выкладок учтем влияние антенны лишь в двух крайних случаях — узкополосной и широкополосной помехи ип (/)• При уз­ кополосной помехе ширина ее спектра на входе приемника опреде­ ляется в основном влиянием антенны. В связи с этим найдем спектр функции Fp (/). Преобразование Фурье

со

5а(со)= f Fp(t)e~iaidt

— 00

при подстановке сюда (5.6.12) дает после несложных вычислений

Sa(0 2,8 (Яд AW'41 . 2*-. в(°л/"М ' <5'6'13)

Далее найдем энергетический спектр в виде квадрата спектраль­ ной функции напряжения

что позволяет определить коэффициент подавления на основе уже известных формул.

Сравнивая (5.6.14) с (3.9.3), получаем с помощью формулы (5.6.4)

где У0,б — число импульсов, облучающих цель за время поворота антенны на ширину луча по точкам половинной мощности.

Аналогично для двух- и трехкратной ЧПК

Если помеха занимает более широкую полосу частот по срав­ нению со спектральной характеристикой (5.6.14), определяемой ан­ тенной, то последняя практически не влияет на коэффициент подав­ ления, и можно пользоваться формулой (5.6.4).

317

Для уменьшения влияния модуляции отраженных им­ пульсов используется приемник с логарифмической АХ

ибыстродействующая автоматическая регулировка уси­ ления (БАРУ), а также ограничение перед подавителем. Это позволяет нормализовать остаточные пассивные помехи

ишумы, однако приводит к появлению дополнительных спектральных линий, что уменьшает коэффициент улуч­ шения подавителя, особенно в подавителях большой крат­ ности. Поэтому более перспективным является использо­

вание адаптивной системы СДЦ (см. § 5.8). '

3. Подпомеховая видимость. Коэффициент подпомехо­ вой видимости Ann в определяется как отношение средней мощности пассивной помехи к средней мощности полезно­ го сигнала от цели на входе подавителя (в линейном тракте приемника) при определенной вероятности обнаружения сигнала на фоне помех, определяемой, например, отноше­ нием средних мощностей сигнала и помехи на выходе пбдавителя. Этот коэффициент характеризует такое соотноше­ ние мощностей на входе приемника, при котором движущаяся цель обнаруживается и в том случае, когда на входе систе­ мы СДЦ сигнал цели слабее, чем помеха:

Ас — коэффициент прохождения полезного сигнала; рсп — отношение сигнал-помеха на выходе подавителя; гп — ко­ эффициент подавления. В случае ЧПК коэффициент гп можно заменить выражением (5.6.4). Коэффициент рсп оп­ ределяет порог обнаружения. Обычно принимают рсп = = 9, т. е. среднее квадратическое значение флуктуаций полезного сигнала в три раза превышает среднее квадрати­ ческое значение помехи.

Для определения коэффициента Кс воспользуемся ус­ редненным значением сигнала на выходе двухтактного де­ тектора Udd при оптимальной скорости, когда Гд = Fn/2.

Согласно (5.5.4) Кс — (^эаопт/^с)2 = 16/л2. Подставляя все указанные значения в формулу (5.6.18), получаем

или в (децибелах) КППв = 20 lgO,^5yOi5.

Например, при NOib — 20 имеем КПпв = 14 дБ, т. е. движущаяся цель будет обнаружена, когда на входе при­

318

емника сигнал от этой цели на 14 дБ ниже, чем сигнал от мешающих отражений. Требуемое значение Каав можно

определить как 10 1g (РПрп^прс)> где Рпрп и Рпрс — мощ­ ности сигнала и помехи на входе приемника.

Учет влияния внутренних шумов является более слож­ ной задачей, однако его можно в ряде случаев не произво­ дить, так как системы СДЦ обычно используются на срав­ нительно малых дальностях и выключаются на предельных дальностях, где они понижают чувствительность приемно­ го тракта.

4. Влияние нестабильностей на работу системы ЧПК. Даже если цель неподвижна, то от периода к периоду пов­ торения происходят незначительные изменения фазы Дф. Тогда на основании (2.4.9) амплитуда напряжения на выхо­ де устройства ЧПК

Д(7 = Uc cos <р — Uc cos (ф 4- Аф) ~

= 2UC sin (Дф/2) sin (ф + Дф/2) « (7сДф sin ф. (5.6.20)

Наибольший нескомпенсированный остаток будет при Ф — л/2, когда Д1/ == 1/сДф. Остаток ДС7 может вызывать­ ся как внешними факторами (см. пп. 1, 2), так и внутренни­ ми (из-за нестабильности работы элементов системы СДЦ). При этом фазовому сдвигу Дф соответствует нестабиль­ ность частоты, определяемая средним квадратическим раз­ бросом причем Дф = 2nafTa. Это позволяет с помощью

(5.6.9) определить коэффициент улучшения системы ЧПК как

ент компенсации, равный максимуму отношения абсолют­ ной величины нескомпенсированного остатка от неподвиж­ ной цели к амплитуде сигнала от той же цели без компен­ сации, т. е. для ЧПК Кк = (Д(//^с)тах — Аф« По опреде­ лению (п. 1) Кк — 1/га, т. е.

так что коэффициент улучшения /х (5.6.21) на 3 дБ больше, чем 1/Кк-

Задаваясь допустимым значением коэффициента улуч­ шения можно определить требуемые нестабильности от импульса к импульсу частот передатчика, частот ста­ бильного и местного гетеродинов, а также временного по­ ложения импульсов и др.

319