Литература / М.И.Финкельштейн Основы радиолокации

Таким образом, фаза характеризуется линейным измене­ нием (штриховая линия на рис. 5.25, в), причем ее целесооб­ разно определить в пределах интервала периодичности tg ф (со), равного л (что соответствует изменению (&ТП в пределах 2л). При этом получаем периодическое изменение ф (со) (сплошная линия на рис. 5.25, в).

Рис. 5.24. Изображение на экране индикатора кругового обзора РЛС без СДЦ (а) и с СДЦ

(б)

а)

Рис. 5.25. Частотная ха­ рактеристика (б, в) по­ давителя с ЧПК (а)

Частотная характеристика РГФ наглядно поясняет рабо­ ту подавителя со спектральной точки зрения.Так как перио­ дическая последовательность импульсов от неподвижной цели имеет спектральные составляющие на частотах nFn

—1,2,...), т. е. в нулях частотной характеристики си­

301

стемы РГФ, то сигналы таких целей полностью подавляют­ ся. В случае движущихся целей спектральные линии имеют частоты nFn ± Гд, т. е. соответствующие сигналы проходят на выход системы ЧПК. Однако амплитуда этих сигналов сильно зависит от скорости цели. На рис. 5.26 показано рас­ положение спектральных линий при двух скоростях цели. Для доплеровского сдвига ГД1 (штриховые линии на рис. 5.26, а) спектральные составляющие заметно подавляются по сравнению с Гд2 — FJ2 (оптимальная скорость цели).

Рис. 5.26. Работа подавителя со спектральной точки зрения

3. Система многократной ЧПК. Вследствие конечного чадла им­ пульсов в пачке и флуктуаций отраженного сигнала спектральные линии как неподвижных, так и движущихся целей имеют конечную ширину (рис. 5.26, б). Зубья режекции простого подавителя с ЧПК плохо согласованы (см. § 4.7) со спектром помехи. Для лучшего по­ давления спектральных составляющих помехи и сохранения спек­ тральных составляющих сигнала желательно сделать частотную характеристику в области режекции более крутой, а «зубья» режек­ ции достаточно узкими. Этому удовлетворяют в определенной сте­ пени подавители с многократной череспериодной компенсацией, ко­

ром сигнала и помехи (для сравнения штриховой линией показана характеристика однократного подавителя).

Подавитель высокой кратности может быть использован для подавления широкополосной помехи, но он весьма сильно подавляет полезный сигнал. В связи с этим возникает задача синтеза РГФ, об­ ладающего более узкими и крутыми зубьями режекции. Для этого необходимо наряду с применением более чем одной ЛЗ использовать дополнительные обратные связи.

Повышение крутизны зубьев режекции ГФ неизбежно связано с повышением числа элементов памяти. На рис. 5.27, б показана схе­ ма двукратной ЧПК, имеющей дополнительные обратные связи и Р2Здесь

е~/оГП; -Us + U2 е~]’ы7'п + ^3 2 е"4^;

0^~-и3 + й3

302

Исключая 1/а и U3, находим коэффициент передачи

Х(Ю) = А=.

U‘ 1+( 1-Ме '““-fce ' " "

Амплитудно-частотная характеристика, являющаяся модулем данного выражения, равна

К (и>=--------- И.1п»«Гя/2

>_________ 4 sin8 (оГд/2____________

—К) (1— Pi) cos (оГд—2Pi cos 2®7’n

Характеристика К (f) для нескольких периодов изменения представлена на рис. 5.27, в. Заметим, что для получения характе­

рна 5.27. Система многократной ЧПК

ристики РГФ требуется, чтобы Рх < 0 и ра > 0. Изменяя коэффи­ циенты Pi и ра, можно менять форму частотной характеристики, до­ биваясь нужной селективности на частотах, кратных FUi и достаточ­

ной равномерности частотной характеристики в остальной области. Можно несколько видоизменить схему рис. 5.27, б так, чтобы весо­

вые коэффициенты в цепях прямых связей отличались от—1. Тогда нулевые значения АЧХ сдвигаются в обе стороны от частот, кратных Fa. При этом прямоугольность зубьев в областях режекции может

повыситься.

303

Если возникают более жесткие требования к селективности зубьев режекции и равномерности промежутка между ними, число ЛЗ должно быть еще увеличено. Эта задача заметно упрощается при переходе к цифровой фильтрации (§ 5.7).

4. Подавитель на дискретных фильтрах. Важным до­ стоинством РГФ как подавителя системы СДЦ является со­ хранение информации о дальности. Это связано с пропуска­ нием широкого спектра частот сигнала, что сохраняет его импульсную структуру и позволяет судить о дальности по

широкого распростра­ нения начал развиваться еще один путь, основанный на использовании дискретно-аналоговой техники. Дело в том, что нужную частотную характеристику зуба режекции проще получить с помощью обычного («дискретного») филь­ тра частотной селекции, полоса пропускания которого не меньше Fп/2 (сплошная линия на рис. 5.28, а). Как сле­ дует из анализа спектра (рис. 5.28, в), такой фильтр поз­ воляет выделить бДну спектральную линию при произ­ вольной доплеровской частоте. При этом для повыше­ ния энергии сигнала целесообразно произвести расшире­ ние импульсов до величины Тп (рис. 5.28, б), т. е. еще до-фильтрации превратить дискретное напряжение в непре­ рывное, сохраняющее информацию лишь о движении це­ ли, но в котором уже отсутствует информация о дальности.

Использование дискретного фильтра приводит не толь­ ко к потере информации о дальности, ио и-к ухудшению от­ ношения сигнал-шум из-за пропускания дополнительных шумов, поступающих через фильтр в интервалы времени, соответствующие дальностям до других целей. Указанные потери можно устранить, если использовать специальные селекторы дальности, отпираемые строб-импульсами дли-

304

тельностью тс « ти, сдвинутыми, в свою очередь, друг от­ носительно друга также на тс = тн (см. § 5.3). Число таких селекторов дальности и стробов т — DCTkVl (сти/2), где £>сдц— дальность, в пределах которой используется СДЦ. Заметим, что если допустимая разрешающая способность хуже, чем ст„/2, то можно выбрать тс >> ти, что уменьшает число каналов т.

Структурная схема рассматриваемого устройства изоб­ ражена на рис. 5.29. В каждом из т каналов дальности пос­ ле селектора дальности, расширителя и фильтра имеется

Рис. 5.23. Структурная схема подавителя на дискретных фильтрах

двухтактный детектор для преобразования сигнала в одно­ полярный и сглаживающий фильтр (интегратор). Отсюда сигналы поступают в оконечное устройство.

При стробировании информация о дальности уже не теряется. Каждый строб имеет вполне определенное вре­ менное положение. Поэтому номер канала, на выходе кото­ рого появляется сигнал, несет информацию о дальности до цели. Такая система по своим свойствам подобна РГФ. По­ этому ее эквивалентная частотная характеристика может быть дополнена периодическим сдвигом частотной харак­ теристики применяемого фильтра (штриховая линия на рис. 5.28, а). В данном случае можно сохранить обычное изображение дальности на экране ЭЛТ. Для этого генера­ тор развертки дальности должен быть синхронизирован с началом сдвига стробов и одновременно управлять комму­ татором, пр ^изводящим съем выходного сигнала с соответ­ ствующего канала дальности (подобно устройству, показан­ ному на рис. 2.40).

Следует отметить, что успехи в области микроминиатю­ ризации делают некоторые дискретно-аналоговые системы конкурентоспособными с цифровыми. Поэтому рассматри­ ваемый вариант подавителя представляет интерес. Для обес­

305

печения разрешения целей по скорости необходимо в ин­ тервале однозначности 0 ...Гп/2 иметь ряд фильтров, нас­ троенных на различные доплеровские частоты. Полоса про­ пускания таких фильтров ДГФ должна совпадать с шириной соответствующих спектральных линий пачки из Af импуль-

Рис. 5.30. Подавители на дискретных фильтрах с разрешением по скорости

сов, т. е. с шириной главных зубьев СФ для пачки (формула (4.3.17)], так что ДГФ « l/NTn — 1/Тобл. Поэтому тре­ буемое число фильтров, п = Г/2ДГФ « Тобл /2ТП я? N/2. После каждого такого фильтра (рис. 5.30, а) имеется детек­

тор и запоминающее устройство (интегратор). С помощью коммутатора, описанного в § 2.8 (рис. 2.40), производится

операция преобразования частоты во время, что позволяет определить скорости различных целей обычным осцилло­ графическим методом.

За счет дальнейшего усложнения РЛС можно осущест­ вить разрешение как по дальности, так и по скорости. Это

306

включен набор из п фильтров доплеровских частот. Общее число фильтров

нально произведению частотной и временной протяженно­ стей сигнала.

5. Слепые фазы. Как было показано выше (§ 2.4), ког­ да напряжение когерентного гетеродина превышает напря­ жение сигнала Uкг> Uc, амплитуда видеоимпульсов на выходе фазового детектора Ug = Uc cos <р, где <р — раз­ ность между фазой опорного напряжения когерентного ге­ теродина и начальной фазой отраженного импульса. Уст­ ройство ЧПК реагирует на изменение напряжения Ug, а следовательно, при фиксированной амплитуде сигнала Uc на изменение разности фаз <р. Чувствительность системы к изменению разности фаз определяется выражением

= ий | sin <р | — Uc sin (н- 2л^д 14- 2л /о —+ <РЦ

Таким образом,-чувствительность системы СДЦ изме­ няется во времени с доплеровской частотой. Провалы чувст­ вительности имеют место при разности фаз <р = /гл, где k = == 0, 1, 2, ... Такие, фазы называют слепыми. Они повто­ ряются через интервалы времени Тд/2 — 1/2Рд и вызыва­ ют пульсацию импульсов в пределах длительности пачки.

Если подобрать амплитуду опорного напряжения коге­ рентного гетеродина так, чтобы UKP = Uc, то, как следует из (2.4.8),

dUg = t/c Isin —I,

при <р = 2/гл, т. е. в два раза реже, чем в предыдущем слу­ чае.

Чтобы избавиться от провалов чувствительности до нуля, следует применить балансный детектор (рис. 5.31, а). При Uкг = Uc амплитуды напряжений, приложенных к каж­ дому из диодов, как легко показать с помощью векторной

307

kd = 1)

Ud = Udi — йд2 -=2i7c (cos ф/2—-sin ф/2).

Рис. 5.31. Балансный фазовый детектор

Чувствительность системы

dUd = Uc Isin —I -J- Icos — I,

может падать до 0,7 от максимума, но нулевые провалы чув­ ствительности полностью отсутствуют.

Более эффективным средством борьбы со слепыми фазами является переход к квадратурной системе СДЦ (см. § 5.7, п. 5). При этом используется два фазовых детектора, на которые подаются сдвинутые по фазе на 90° опорные на­ пряжения. После каждого из детекторов имеется свой пода­ витель с ЧПК. В результате огибающая импульсов в одном из каналов оказывается промодулированной по синусои­ дальному закону, а в другом по косинусоидальному. Если теперь использовать в каждом канале квадратичный детек­ тор, сложить полученные напряжения и далее произвести операцию извлечения корня, то провалы чувствитель­ ности одного канала компенсируются повышенной чувст­ вительностью другого. Пачка импульсов оказывается неис­ каженной (рис. 5.32).

Аналогичным свойством обладает система СДЦ на ПЧ. Пусть сигнал ПЧ подается на устройство, аналогичное ЧПК,

308