Литература / М.И.Финкельштейн Основы радиолокации

Таким образом, экспоненциальный накопитель с опти­ мальным коэффициентом обратной связи хуже, чем идеаль­ ный накопитель группового действия как с точки зрения отношения сигнал-шум, так и по чувствительности для случая когерентного приемника, лишь на 10 1g (1/0,815) = = 0,89 дБ. Чем ближе коэффициент обратной связи к еди­ нице, тем больше число импульсов, удовлетворяющих ус­ ловию оптимального накопления.

Рассмотрим частотные свойства экспоненциального на­ копителя. Из схемы рис. 5.1, в (выход /) для комплексных амплитуд следует

значений 0 в пределах одного периода АЧХ и характери­ зует данную систему как ПГФ. Сопоставляя эту АЧХ с АЧХ идеального накопителя группового действия (см. рис. 4.11), видим, что они достаточно близки ’(по крайней мере в преде­ лах полос пропускания — «зубьев»). Здесь в полной мере сохраняется «частотное» объяснение действия ПГФ: частот­ ные составляющие полезного сигнала, расположенные в точках kF и, проходят без заметных искажений, а частот­ ные составляющие шума, распределенные по частоте равно­ мерно, значительно подавляются (рис. 5.4, в).

Фазочастотная характеристика (ФЧХ) легко определяет­ ся из выражения (5.2.12):

Ф (2rfTJ = —arctg —. (5.2.16)

1 — 0 cos(2n/rn)

Эта функция имеет период Fn и обращается в нуль в точках kFn!2, где k — целое число (рис. 5.4, б). При увеличении

270

K(f)\

Рис. 5.4. Частотная характери­ стика экспоненциального нако­ пителя

р крутизна ветвей ФЧХ на­ растает, а при р = 1 она ста­

АЧХ. Последнюю в нормированном виде представим так:

Таким образом, форма зубьев частотной характеристи­ ки экспоненциального накопителя повторяет форму частот-

271

ной характеристики простого контура в области малых рас­ строек. Полоса пропускания этих зубьев Д/0(7 определя­ ется формулой (5.2.20), из которой следует, что полоса тем уже, чем больше коэффициент положительной обратной свя­ зи р. Вместе с тем увеличение р’в таком накопителе уменьша­ ет его устойчивость.

Если в формулу (5.2.20) подставить ропт из (5.2.10) и принять V(3 ~ 1, то получим оптимальную полосу зубиев

где То — длительность огибающей пачки.

Интересно отметить, что (5.2.21) совпадает с формулой для оптимальной полосы резонансного усилителя при воз­ действии радиоимпульса с прямоугольной огибающей [см. (4.3.7)!. Если говорить об огибающей пачки как о видеоим­ пульсе длительностью То, то «нулевой зуб» ПГФ с поло­ сой kfo'ilZ будет иметь оптимальное значение полосы /о.7 опт/2 = 0,2/То. Это положение является общим для пачки импульсов с произвольной огибающей: для получения на­ ивысшего отношения сигнал-шум при когерентном накопле­ нии необходимо, чтобы нулевой зуб ПГФ был согласован по полосе с огибающей пачки.

В заключение остановимся на импульсной характеристи­ ке. Ее легко определить путем анализа циркуляций им­ пульсов единичной амплитуды. Соответствующая характе­ ристика для экспоненциального накопителя рис. 5.1, в име­ ет вид

g(f) = 2 Gk6(t-kTa) = у ‘в(/-АТп), (5.2.22)

•определить огибающую пачки на выходе при произвольной форме огибающей входной пачки. В простейшем случае,

272

а после окончания действия входной пачки при t > {N —1)х хТп— импульсы имеют амплитуду

т = п

Реакция накопителя рис. 5.1, в, построенная на рис. 5.2, может быть получена именно таким способом.

2. Некоторые варианты ПГФ на линиях задержки. Как следует -из предыдущего, для сужения полос пропускания ПГФ (или, что то же самое, для оптимального накопления большего числа им-

Рис. 5.5. Двукратный (а) и двухступенчатый (б) накопители

пульсов) требуется приближение коэффициента обратной связи Р к единице, что уменьшает запас устойчиво'сти системы. Вместе с тем такого же эффекта сужения полос (зубьев) и повышения эффек­ тивности накопления можно добиться, если, не меняя , исполь­ зовать два или больше каскадно включенных накопителей (рис. 5.5, а, без пунктирной связи). Такое накопление именуется многократ­ ным.

_ Эффективность многократного накопления проще всего оценить, считая, что зубья ПГФ соответствуют каскадному включению резо­ нансных контуров. Тогда, как известно, результирующая полоса зубьев

А/о.7р = vA/o.7 • W ^ = 1^ 2^п — 1

(п— число однократных накопителей).

Если заменить многократный накопитель эквивалентным одно­ кратным с коэффициентом обратной связи рэ, сохраняющим ту же полосу зубьев, что и многократный, то согласно (5.2.20)

273

т. е. если, например, необходимо получить коэффициент обратной связи Рэ = 0,90, то для этого достаточно взять двукратный накопи­ тель с коэффициентом Р = 0,82.

Лучшие результаты дает двухступенчатый накопитель. При этом используется двухзвённое устройство (рис. 5.5, б). Одно из звеньев

— накопитель с задержкой тТп, где т—2, 3, ... Как видно из фор­ мулы (5.2.20), полоса зубьев частотной характеристики такого на­ копителя сужается, до

1 2 1—6 „

1+ fn'

а зубья будут расположены с интервалом не Fn, a mFn. Чтобы избежать этого, включают обычный накопитель с линией задержки,

ных контуров. Импульсная характеристика из экспоненциально спадающей [формула (5.2.22)] превращается в более симметричную (огибающая которой может иметь отрицательный выброс, рис. 5.6). Для определения сигнала на выходе накопителя надо воспользоваться формулами (5.2.23) и (5.2.24). Нетрудно п.онять, что в накопителе с симметричной импульсной характеристикой обеспечивается луч­ шая симметричность пачки импульсов на выходе, чем в простом экс­ поненциальном накопителе, у которого, как видно из рис. 5.2, оги­ бающая состоит из нарастающей и спадающей экспонент. Это об­ стоятельство может иметь значение для определения угловых коорди­ нат цели, особенно если это делается по «центру тяжести» пачки.

3. Когерентный накопитель со сдвигом частоты в цепи обратной связи. Выше рассматривались структурные схемы когерентного приемника с неизвестной начальной фазой, но с известной частотой /0 (рис. 4.13, б). Однако обычно доплеровский сдвиг частоты заранее неизвестен, и поэтому отраженный сигнал характеризуется неиз­ вестной частотой f0 ± Fr. Для практической реализации схемы рис. 4.13, б необходимо косинусную и синусную составляющие опор­ ных колебаний сдвинуть путем гетеродинирования на ± Гд. Что­ бы охватить все возможные доплеровские сдвиги, надо иметь мно­ гоканальный приемник. То же относится к схеме рис. 4.13, в.

Однако имеется возможность избежать применения многока­ нальной схемы. Рассмотрим случай непрерывных колебаний, дей­ ствующих на рециркулятор с задержкой Т, подобный изображен­ ному на рис. 5.1, б. Для обеспечения синфазного сложения цирку­ лирующих колебаний необходимо скомпенсировать фазовые сдвиги, возникающие из-за сдвига частоты, на величину Гд. Если при каж­

274

дой циркуляция линейно изменять фазовый сдвиг в цепи обратной

когда угол поворота фазы ф (/) == 2л//Т с точностью до 2л будет совпадать с фазовым сдвигом колебания неизвестной частоты /, вызванным его запаздыванием на время Т. Иначе говоря, 2л//Т —

— 2л/Т + 2л&, так что синфазное сложение соответствует моменту времени

и является линейной функцией неизвестной частоты f.

Чтобы выполнить это, необходимо в каждом периоде циркуля­ ции изменять частоту колебаний генератора с помощью однополос­ ного модулятора или другим подобным путем на величину F (рис. 5.7). Сказанное иллюстрируется рис. 5.8, а для частоты f = = F/2, т. е. для случая анализа низкочастотных колебаний. Здесь показано входное колебание и0, колебание ult запаздывающее на время Т и имеющее частоту F/2 4- F; колебание и2, запаздывающее на время 2Т и сдвинутое по частоте на F/2 + 2F, и т. д. Как видно, в данном случае точка синфазного сложения в каждом периоде пов­ торения остается точно в середине периода Т. Сумма колебаний в последующих периодах повторения иллюстрируется рис. 5.8, б. Середина пика расположена при данной частоте F/2 посередине пе­ риода повторения, а сам пик (главный лепесток) по мере роста числа циркуляций делается все уже и уже. После N — 1 циркуляций цепь обратной связи разрывается, что и позволяет избежать самовоз­ буждения при Р — 1.

Таким образом, имеет место частотно-временное преобразование. Для определения формы суммарного колебания после N — 1 цир­ куляций следует воспользоваться взаимностью между переменными t и f в прямом и обратном преобразовании Фурье. При этом если им­ пульс s (0 имеет спектр S (/), то импульс S (/) имеет спектр s (J). Так, если прямоугольный импульс длительностью ти имеет спектр sin nfxa/nf, то импульс, образующийся при замене f на t, будет иметь равномерный ограниченный спектр. Подобно этому сумма N коле­ баний одинаковой амплитуды, равноотстоящих по частоте, может быть найдена с помощью спектра (4.3.15) заменой f на I. Поэтому ши­ рина главного лепестка по нулям равна 2T/N подобно тому, как на рис. 4.11 она равна 2Fn/W.

Из сказанного следует, что рециркулятор рис. 5.7 обеспечи­ вает возможность спектрального анализа по положению пика син­ фазного сложения на отрезке времени Т в последнем периоде цирку­ ляции. Как видно из формулы (5.2.28), однозначный анализ обеспе­ чивается в пределах изменения частоты f на величину F. Поэтому целесообразно перед рециркулятором использовать фильтр с поло­ сой Д/о » F.

Рассмотренный на рис. 5.8 случай f < F является частным. В связи, например, с использованием УЛЗ обработка сигнала в си­

275

' Наконец, если на вход описанного устройства подается не не­ прерывное гармоническое колебание, а когерентные радиоимпуль. сы длительностью ти с периодом повторения Тп и с неизвестной доп.

Рис. 5.7. Когерентный накопитель со сдвигом частоты в цепи обрат­ ной связи

Рис. 5.8. Временное диаграммы процессов в рециркуляторе то сдви­ гом частоты

леровской частотой Гд, то для их когерентного накопления необ­ ходимо изменять фазу в цепи обратной связи рециркулятора по за­ кону <р (/) = 2л//ти, что эквивалентно смещению частоты циркули­ рующих импульсов на Q ~ dq>(t)/dt = 2л/ти. В этом случае фаза накапливаемого радиоимпульса изменяется на 2л в течение его дли­ тельности. Это приводит к возникновению точки синфазного сложе­ ния в пределах длительности импульса. Положение этой точки и не­ сет информацию о доплеровской частоте.

4. Некоторые особенности построения рециркуляторов.

Рециркуляторы на ультразвуковых линиях задержки (УЛЗ), в которых для выполнения операций задержки и суммиро­ вания применяется амплитудная (AM) модуляция, имеют низкую стабильность коэффициента передачи. Чтобы повы­

276

сить стабильность коэффициента передачи и получить *коэффициент обратной связи, близкий к единице (например, 0 = = 0,98), можно использовать частотную (ЧМ) или фазовую (ФМ) модуляции. Максимальный стабильный коэффициент 0, как и ширина полосы пропускания УЛЗ, ограничивают число накапливаемых импульсов.

Главными недостатками УЛЗ являются фиксированное значение задержки, определяющее частоту повторения им­ пульсов РЛС, и наличие, кроме основного канала задержки, побочных каналов (например, «трехкруговое эхо» соответ­ ствует прохождению пути по УЛЗ трижды). При этом ди­ намический диапазон, т. е. отношение максимально и ми­ нимально допустимых амплитуд сигналов, определяемых в данном случае сигналами, задержанными по основному и побочному каналам, значительно снижается в результате накопления (тем больше, чем ближе коэффициент 0 к еди­ нице). Следует также отметить, что для устранения иска­ жений импульсов при многократных циркуляциях требует­ ся, чтобы ширина полосы частот УЛЗ была заметно шире (примерно в 1,2 VN раз) полосы сигнала.

Значительно лучшими характеристиками, чем УЛЗ, об­ ладают ЛЗ на поверхностных акустических волнах (ПАВ), которые могут быть многоотводными и с регулируемой за­ держкой (за счет изменения модуля упругости звукопровода пр^ подаче электрического смещения), полосы пропуска­ ния частот ЛЗ на ПАВ достигают 1 ГГц. Однако при бо­ лее узких полосах частот сигнала (например, менее 10 МГц) целесообразней использовать цифровые системы, обладаю, щие высокой стабильностью и надежностью (см. § 5.7).

Наряду с цифровыми системами, требующими применения ’преобразователей аналог—цифра на входе и цифра—аналог на выходе, находят применение дискретно-аналоговые уст­ ройства, в которых информация об амплитуде представляет­ ся в аналоговом виде. Эти устройства сочетают преимуще­ ства цифровых и аналоговых систем. В аналоговых устрой­ ствах используются (изобретенные в 1969 г.) приборы с заря­ довой связью (ПЗС), являющиеся интегральными полупро­ водниковыми приборами с МДП-структурой (металл-ди- электрик-полупроводник).

На рис. 5.9, а изображен отрезок трехтактного ПЗС, со­ ответствующего линии (регистру) из п каскадов (разрядов), включающих Зп электродов. При этом, например, кремние­ вая подложка p-типа покрывается тонким (около 0,1 мкм) слоем двуокиси кремния, над которыми очень близко друг

277

к Другу располагаются металлические электроды. Ввод и вывод информационного сигнала осуществляется при помо­ щи р-п переходов, расположенных вблизи крайних электро­

дов линии.

Положительный тактовый импульс их (рис. 5.9, б), пода­ ваемый на первый из трех электродов, образует область,, обедненную основными носителями — дырками, что соот­ ветствует «потенциальной яме», куда могут быть введены электроны, общий заряд которых пропорционален входному (информационному) сигналу. Этот заряд хранится до момен­ та спада напряжения первого тактового импульса и появле-

Генератор

тактоВых

импулюоВ

а)

Рис. 5.9. Отрезок трехтактного ПЗС (а), временные диаграм­ мы тактовых импульсов (б)

ния на соседнем электроде второго тактового импульса, когда и2 >• так что под вторым электродом образуется более глубокая потенциальная яма (штриховая линия на рис. 5.9, а), в которую под действием электрического поля и диффузии начинают переходить электроны из первой ямы. Таким образом, при указанной на рис. 5.9, б форме такто­ вых импульсов передача информации происходит на спаде импульса.

В двухтактном ПЗС заряды могут перетекать в обе сто­ роны, так-как потенциальные ямы расположены симметрич­ но относительно каждого электрода. Третий электрод нару­ шает симметрию и обеспечивает однонаправленность пере­ дачи. Если под первый электрод введен заряд, то каскад будет подготовлен к приему следующей информации, когда первоначальный заряд достигнет третьего электрода, а по­ тенциал под вторым электродом понизится. Общая задержка

Минимальная тактовая частота FT mIn = 1Мг/хр max» где m = 3 — число тактов в данном случае, а /хртах — допус­ тимое время хранения информации в одном элементе каска­ да, которое, в свою очередь, ограничивается процессами тер­ могенерации в объеме полупроводника и на границе раздела,

278

что ведет к накоплению в потенциальных ямах паразит­ ных зарядов и, следовательно, к искажению информации. В настоящее время FTmIn «0Д...1 кГц. Максимальная тактовая частота FT тах = (1/лг/пер) = 2...I0 МГц опре­ деляется длительностью процесса передачи /пер заряда от одного элемента каскада к другому. Согласно теореме Котельникова непрерывный сигнал с полосой частот /max однозначно воспроизводится при Тт < 1/2/тах» откуда /max Fт/2.

Максимальное число каскадов ПЗС, через которые инфор­ мация передается с допустимым искажением, ограничива­ ется потерями при переносе информационного заряда. Поте­ ри на один каскад, в т = 3 раза превышающие потери на один элемент, составляют е= 10“3...10~4 от входного заряда. При воздействии на входе ПЗС импульса единичной амплиту­ ды на выходе через время пТт образуется импульс с амплиту­ дой (1 — е)п « е~пе, после чего в последующих интервалах Тт происходит «размазывание» импульса в виде ступенек. Это приводит к накоплению паразитного сигнала в рецирку­ ляторе и ограничивает максимально допустимую величину коэффициента обратной связи.

Достоинствами ПЗС являются достаточно высокая ста­ бильность задержки и возможность ее плавной регулировки путем изменения тактовой частоты, малая потребляемая мощ­ ность, технологическая простота, высокая степень интегра­ ции (более 105 элементов на одном кристалле), малые габари­ ты, масса и стоимость.

5.3. АНАЛОГОВЫЕ НАКОПИТЕЛИ СО СТАТИЧЕСКОЙ ПАМЯТЬЮ

1. Индикатор с послесвечением. Наряду с динамической памятью для накопления радиолокационных сигналов ис­ пользуются элементы статической памяти. Более общее их наименование — синхронные накопители. К данному виду устройств относится и ЭЛТ с длительным послесвечением. У них яркость свечения экрана от сигналов, соответствующих отражениям от целей, попадающих в одну и ту же точку эк­ рана, растет быстрее, чем яркость, вызванная случайными выбросами шума. Обычно считают, что время накопления определяется временем послесвечения, которое достигает нескольких секунд и больше.

Имеющиеся в литературе сведения свидетельствуют о заметном приросте яркости свечения экрана при числе пов­ торных возбуждений лишь до 20 и сравнительно небольшом

279