Литература / М.И.Финкельштейн Основы радиолокации

Таким образом, устройство оптимальной обработки вклю­ чает три фильтра: СФ внутрипериодной обработки (его цент­ ральная частота f f0 ± F д) и СФ межпериодной обра­ ботки, который включает в себя накопитель (ПГФ) и пода­ витель (РГФ) (рис. 4.22). Как видно, накопитель «настроен» на скорость цели, обеспечивая оптимальную обработку пач­ ки импульсов на фоне белого шума, а подавитель — на скорость помехи, обеспечивая ее режекцию. Порядок вклю­ чения фильтров ПГФ и РГФ может быть изменен.

4. Системы оптимальной обработки сигналов с подавле нием пассивной помехи. При рассмотрении в § 4.4 схем

Рис. 4.23. Структурная схема СДЦ при некогерентной межпериодной обработке

когерентной обработки не учитывалось движение цели (Fn~ =0). При этом возможны Два варианта построения: нако­ питель на промежуточной частоте (ПЧ) (рис. 4.13, в), когда зубья пропускания ПГФ настроены на частоты /0 ± kFnt и накопитель на видеочастоте, когда зубья пропускания ПГФ настроены на частоты kFn. Последнее достигается пре­ образованием ПЧ до нулевой частоты с помощью синхрон­ ного детектирования в квадратурных каналах. В каналах образуются видеоимпульсы, амплитуды которых пропор­ циональны косинусу и синусу разности фаз сигнала и опор­ ных колебаний, т. е. могут иметь различные знаки (см., например, рис. 2.20, б). Поэтому каждый из ПГФ должен обеспечивать накопление импульсов пачки как положи­ тельной, так и отрицательной полярности.

Однако, как будет видно из рассмотрения устройств обра­ ботки (§ 5.2), на практике широко используются однополяр­ ные ПГФ, которые применимы при некогерентной обработке, когда накопитель расположен после амплитудного детекто­ ра огибающей (рис. 4.18). Если теперь перейти к случаю смеси сигнала от движущейся Цели, пассивной-помехи и шу­ ма, то схема некогерентной обработки рис. 4.1Вдолжна быть дополнена подавителем в виде РГФ перед амплитудным (двухтактным) детектором Д (рис. 4.23). Как в когерентных, так и в псевдокогерентных РЛС может использоваться фа­ зовый детектор (ФД), поэтому энергетический спектр поме­

260

хи будет иметь максимумы на частотах kFn ± F дп (см. рис. 2.20, в). При отражении от малоподвижных гидрометео­ образований и местных предметов Ряп «0, так что отдель­ ные лепестки спектра помехи расположены на частотах kFn. Иногда используются компенсаторы «скорости ветра», в ко­ торых специально изменяется частота когерентного гетеро­ дина, действующего на фазовый детектор. Для рассматрива­ емого случая Еяп — 0 РГФ может быть видеочастотным (но рассчитанным на обе полярности импульсов) с зубьями режекции, настроенными на частоты kFn (рис. 4.23). Во избе­ жание потерь детектор должен быть также рассчитан на обе полярности (двухтактный детектор).

Перейдем теперь к когерентной обработке в рассматрива­ емом случае движущейся цели в присутствии не только шу­ ма, но и пассивной помехи. При этом схема обработки на промежуточной частоте/Пр (рис. 4.13, в) дополняется подави­ телем (РГФ). Так как полосы пропускания ПГФ должны быть настроены на частоты /пР ± kFa + Ея (или /пР ±

± kFп — Гд), то при отсутствии априорных сведений тре­ буется многоканальная схема с изменяющейся от канала к каналу частотой когерентного гетеродина /0 + /пр + Г,, где i — номер канала, а значения Fi охватывают все возмож­ ные значения Fя или — Fя. На рис. 4.24 изображен один из каналов.

Для использования видеочастотных устройств межпери­ одной обработки в когерентной системе необходимо видоиз­ менить схему с квадратурными каналами рис. 4.13, б. Как следует из § 4.1, при корреляционной обработке сигна­ лов со случайной начальной фазой в видеотракте требуется использовать четырехканальное устройство. Это остается

всиле и для СФ.

Вданном случае для Fяп = Ои Гд#= 0 фазовые де­ текторы в каждом ранале преобразуют пачку радиоимпуль­ сов в видеоимпульсы, модулированные доплеровской часто­ той Fw Они проходят через РГФ (полагая, что составляющие

спектра kF п ± Гд, лежат вне зон режекции) и далее долж­ ны быть преобразованы в составляющие kFo. Для компенса­ ции неизвестной частоты Гд необходим набор пар квадра­ турных каналов, в каждой из которых производится, кро­ ме того, формирование косинусной и синусной составляю­ щих. Такой фильтр можно рассматривать как комплексный (рис. 4.25). В нем используется второй опорный сигнал с частотой Fit где i — номер квадратурных каналов, так что, как и выше, значения Fi должны охватывать все возможные доплеровские частоты Гд.

261

Полагая, что с выходов РГФ поступают составляющие cos [2л (kFn + Гд) t 4- ср] и sin [2л (kFn 4- FR)t 4- <р), получаем на входе ПГФ при F^ = Fi для составляющих kFn 4- Ря соответственно:

cos [2л (kFn 4-Гд)/ + д4 cos 2 nFJ — sin [2л (kFu 4~ГД)/ 4"

+ ср] sin 2 nF= cos [2л (kF n 4- — F^t 4- <p] == = cos (2nkFnt 4- <p);

sin [2л(^Гп4-Гд) i 4- q>] cos 2лГг /4-cos [2л (kFn-\-F^ 14- 4- < J sin 2nFit = sin [2л (kFn 4- F д — F.t) t 4- <pl =

= sin (2nkFnt 4- <p).

Рис. 4.24. Структурная схема СДЦ при когерентной межпериодной обработке

Рис. 4.25. Структурная схема СДЦ с квадратурными каналами и видеочастотными устройствами межпериодной обработки

После компенсации частоты Fспектральные составля­ ющие сигнала, сосредоточенные вблизи частот kFп, прохо­ дят через ПГФ, на выходе которых имеются квадраторы, а затем сумматор. Что касается составляющих kFn—F^ на выходе РГФ, то они, как легко видеть, преобразуются на выходе комплексного фильтра в составляющие kFa — 2FR. Последние подавляются в полосах задерживания ПГФ, кро-

262

ме составляющих с Гд ~ Fn/2, которые проходят через полосы пропускания ПГФ в виде полезной информации.

Рассмотренная схема чисто когерентной обработки обыч­ но не применяется из-за большой сложности. На практике широко используются системы комбинированной обработ­ ки, в которых подавление пассивной помехи с помощью РГФ сохраняется в когерентных квадратурных каналах, а на-

SlnZXfot

Рис. 4.26. Структурная схема СДЦ с квадратурными каналами и некогерентной межпериодной обработкой

копитель выполняется некогерентным (рис. 4.26). Приме­ нение таких схем имеет смысл особенно в связи с подав­ лением влияния так называемых «слепых фаз» (см. § 5.5, п. 5).

Глава 5

УСТРОЙСТВА ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

ИБОРЬБЫ С ПОМЕХАМИ

5.1.ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПЕРВИЧНОЙ ОБРАБОТКЕ

’РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

1.Основные этапы первичной обработки. Содержанием первичной обработки радиолокационных сигналов является:

1)внутрипериодная,и межпериодная обработка сигналов,

втом числе с использованием СДЦ и других средств борьбы с помехами; 2) автоматическое обнаружение полезных сиг­ налов в смеси сигналов, шумов и помех, поступающих с вы­ хода приемника; 3) автоматический съем координат цели.

Всостав приемника современной РЛС входят согласо­ ванный фильтр (СФ) одиночных импульсов, устройство межпериодной обработки, накопитель (полосовой гребенча­ тый фильтр — ПГФ) и устройство оптимальной обработки сигналов движущейся цели на фоне пассивных помех —

263

подавитель в виде режекторного гребенчатого фильтра — РГФ. Дополнительные устройства защиты от помех, вы­ зываемых гидрометеообразованиями, а также другими ра­ диосредствами (взаимные помехи) вместе с автоматическим обнаружителем и устройством автоматического съема ко­ ординат цели образуют обычно единую аппаратуру первич­ ной обработки информации (АПОИ).

Для первичной обработки применяются специализиро­ ванные аналоговые, дискретно-аналоговые и цифровые уст­ ройства, рассматриваемые в настоящей главе (вопросы авто­ матического съема координат цели рассмотрены в гл. 8). Если первичная обработка осуществляется в РЛС УВД обычно за один период обзора (один оборот антенны РЛС кругового обзора),^то при вторичной обработке использует­ ся информация от последующих периодов обзора, что обес­ печивает определение параметров траекторий цели. Для это­ го применяется ЭВМ с гибкой программой.

2. Общие сведения об автоматическом обнаружении. Автоматический обнаружитель — устройство для принятия решения о наличии или отсутствии полезного сигнала на выходе радиолокационного приемника после оптимальной обработки без участия человека-оператора.

Наиболее широко распространены обнаружителу с фик­ сированным объемом выборки. Объем выборки определяет число наблюдений, равное для РЛС кругового обзора числу импульсов в пачке М. При п элементах разрешения этому соответствует Nn информационных точек наблюдения. Ис­ ходя из минимума среднего риска было сформулировано (§ 4.1) правило принятия решения по превышению отноше­ нием правдоподобия некоторого порогового уровня в соот­ ветствии с критерием Неймана — Пирсона. Как правило, в радиолокации применяются многоальтернативные обнару­ жители, дающие решение о наличии или отсутствии цели для каждого элемента разрешения.

В автоматических обнаружителях РЛС используются цифровые вычислительные операции, в которых функции устройства межпериодной обработки и решающего устройст­ ва переплетены. Поэтому часто межпериодная обработка осу­ ществляется дважды: в самом радиолокационном приемнике, а затем в обнаружителе. Заметим, однако, что последняя обычно является упрощенной.

Как правило, в таких цифровых обнаружителях приме­ няется квантование на"два уровня (бинарные обнаружители). При этом счетчик подсчитывает число превышений порога. Решение о наличии сигнала принимается, когда число пре­

264

вышений больше заданного числа (порога) при данном чис­ ле наблюдений. Решение об отсутствии сигнала (наличии только шума) принимается, если пороговое число превыше­ ний не достигается. При сканировании антенны для каждо­ го элемента дальности выделяется «окно», захватывающее N периодов повторения, причем более старая информация «стирается» по мере поступления новой. Такой метод реали­ зуется в обнаружителе типа «движущееся окно».

Следует отметить у рассматриваемых обнаружителей сильную зависимость вероятности ложной тревоги от зако­ на распределения вероятностей помехи. В связи с необходи­ мостью фиксации вероятности ложной тревоги (критерий Неймана — Пирсона) требуется специальная стабилиза­ ция вероятности ложной тревоги. Эго определяет класс па­ раметрических обнаружителей. Обнаружители, у которых вероятность ложной тревоги постоянна в пределах задан­ ного класса распределений вероятностей, именуются не­ параметрическими. Выделяют также класс адаптивных об­ наружителей, изменяющих свои параметры для поддержа­ ния какой-либо рабочей характеристики. Простейшим при­ мером таких обнаружителей как раз и являются устройст­ ва стабилизации вероятности ложной тревоги.

Если объем выборки (число импульсов в пачке) заранее не фиксируется, а изменяется случайно в зависимости от данных наблюдения, то обнаружитель именуется последо­ вательным. В этом случае используется РЛС с меняющейся скоростью сканирования.

5.2.НАКОПИТЕЛИ С ДИНАМИЧЕСКОЙ ПАМЯТЬЮ

1.Основные свойства аналоговых накопителей на лини­ ях задержки с рециркуляцией. Аналоговая форма сигнала

вотличие от дискретной (цифровой) предполагает сохране­ ние его в виде практически непрерывной функции времени. Дискретная же форма сигнала предполагает получение зна­ чений сигнала в дискретные моменты времени (дискретиза­ ция по времени) и разбиение этих значений на несколько уровней (квантование по амплитуде).

В§ 4.3 было доказано, что СФ для пачки импульсов со­ стоит из СФ одиночного импульса пачки и накопителя груп­ пового действия.

Частотная характеристика последнего для пачки с прямо­ угольной огибающей согласно (4.3.11) при Uk — 1 имеет вид

k =0

265

Подобную характеристику (рис. 4.11) можно получить с по­ мощью многоотводной линии (ЛЗ) с временем задержки (N — 1) Тп или с помощью Л/ — 1 линий, каждая из кото­ рых создает задержку Тп.

Однако при N -> оо характеристика (5.21) описывает­ ся выражением

Ks(®)= 3 е-М7'п=1/(1—

Устройство с такой характеристикой может состоять из цепи с положительной запаздывающей обратной связью (рис. 5.1, о).

TTT1 м-^4гт-1

Предполагается, что в схеме рис. 5.1, а ЛЗ на время за­ держки Тп с частотной характеристикой е~/шГп и сумматор

имеют бесконечно широкие полосы пропускания. Все эле­ менты предполагаются однонаправленными. Так как коэф­ фициент обратной связи р = 1, то система делается неустой­ чивой, т. е. является генератором с запаздывающей обратной связью и поэтому не может работать в качестве накопителя. Чтобы сорвать генерацию, целесообразно посредством пре­ рывателя и специального управляющего устройства замы­ кать цепь обратной связи лишь на время действия пачки им­ пульсов (рис. 5.1, б). Пока цепь обратной связи замкнута,

266

то благодаря многократной циркуляции, сопровождаемой суммированием отдельных частей сигнала после каждой цир­ куляции, происходит групповое накопление, характеризу­ емое функцией (5.2.1). Так как при этом момент прихода пачки импульсов заранее неизвестен, то нельзя знать требу­ емое время замыкания цепи обратной связи. Если же осу­ ществлять периодическое размыкание, то из-за случайного характера времени прихода пачки будет заметно ухудшать­ ся отношение сигнал-шум.

Чтобы избежать самовозбуждения, достаточно в схеме рис. 5.1, а снизить коэффициент положительной обратной связи р до величины, меньшей единицы, но близкой к ней (рис. 5.1,в). Если на входе такой цепи действуют сигнал и шум х (0, то возникает многократная циркуляция и на вы­ ходе образуется серия сигналов х (/—kT„), которые задер­ жаны на время kTn (где k — целое число) и умножены на коэффициенты *.р Съем сигналов может производиться с вы­ ходов 1 или 2. В первом случае образуются сигналы х (t'< Р% (t - 7n), р2х (t - 2ТП),... рл'-1 х [/ - (М - 1) Тп], поэтому суммарный сигнал на выходе

Сказанное иллюстрируется рис. 5.2 для циркуляции пач­

Иначе говоря, амплитуды циркулирующих импульсов умножаются при каждой циркуляции на экспоненциальные множители. Послед циркуляций весовой коэффициент стано­

классу экспоненциальных.

Время накопления Тп, определяющее число эффективно накапливаемых импульсов МЭф, можно условно определить как время, за которое весовой коэффициент спадает вдвое. Соответственно exp 1— (1 — Р) М3ф1 — 0,5, откуда

Найдем выигрыш в отношении сигнал-шум рассматри­ ваемого накопителя по сравнению со случаем одиночного импульса. Если на накопитель действует пачка из N оди-

267

маковых импульсов, имеющих единичную амплитуду, то максимальная амплитуда импульсов на выходе после N — 1 циркуляции (см. рис. 5.2) равна

L (5.2.5)

К моменту достижения максимальной амплитуды сигна­ ла число циркуляций шума, который существует задолго до сигнала, можно считать бесконечно большим. Если при­ нять дисперсию шума на входе накопителя равной единице, то дисперсия шума при его циркуляциях соответственно рав­ на р2, р4, ..., p2fe, ... (Р2 — коэффициент обратной связи по мощности). Поэтому результирующая дисперсия шума

(5>26)

6=0 р

Так как по условию отношение сигнал-шум на входе накопителя для одиночного импульса равно 1/1 = 1, то

Для достаточно большого числа накапливаемых импульсов (при N со) выигрыш стремится к

При этом определенные значения коэффициента обратной связи р, обеспечивающие максимум p.v, являются оптималь­

которое сводится к трансцендентному уравнению 2Л/уе“^= = 1 — е~^. Решение этого уравнения графическим мето­ дом дает (Му)опт = 1,26, откуда

268

Подстановка ропт в (5.2.9) дает

т. е. коэффициент потерь по сравнению с идеальным нако­ пителем равен 0,815, что полностью совпадает с потерями квазиоптимального фильтра в виде резисторного усилителя с ойтимальной полосой по сравнению с СФ для одиночного прямоугольного импульса {формула (4.3.6)].

Рис. 5.3. Выигрыш в отношении сигнал — шум экспоненциального накопителя (рециркулятора)

269