Литература / М.И.Финкельштейн Основы радиолокации

Число импульсов в секунду, т. е. средняя частота повторения

В данном случае независимо от времени измерения (Ти — Тм или Тп Т’м) имеет место методическая ошибка дискретности от­ счета. Действительно, для изменения показаний требуется, чтобы за период модуляции число импульсов пт изменилось по крайней

мере на один. Как видно из (2.8.5), это требует изменения дально­ сти на ДО = что полностью совпадает с формулой (2.8.4), найденной выше спектральным методом.

Существенным фактором, влияющим на счет числа импульсов, является «паразитная» амплитудная модуляция зондирующего и отраженного сигналов, вызванная резонансными свойствами коле­ бательных систем передатчика, входа приемника и антенн, вибрация­ ми, флуктуациями коэффициента отражения. Влияние паразитной модуляции можно уменьшить применением балансного смесителя.

Следует отметить, что на практике проще реализовать не пило­ образный, а синусоидальный (см. рис. 2.32, в) закон модуляции. При этом частота биений все время меняется. Однако можно пока­ зать, что среднее значение этой частоты такое же, как и в предыдущем случае [формула (2.8.3)].

На рис. 2.38, в изображен в идеализированном виде преобразо­ ванный сигнал в пределах периода модуляции Тм. При этом число положительных импульсов, формируемых в точках пересечения ну­ левой линии, пт = 3. При изменении расстояния D на величину

Х/4 фаза отраженного сигнала, а следовательно, и преобразованно­ го меняется на 2л/Х-2Х/4 = я (рис. 2.38, г) и число импульсов пГ

изменяется от трех до четырех. Однако дальнейшее изменение рас­ стояния на Х/4 в пределах интервала дискретности ДО = с/4Д/м вновь делает число импульсов равным трем.

Имеется ряд способов устранения влияния дискретности отсче­ та. В частности, весьма эффективным может оказаться непосредст­ венное измерение длительности периодов колебаний преобразован­ ного сигнала, которые являются монотонной фунцией дальности. Следует, однако, отметить, что дискретность проявляется только в статических условиях. При отражении от реальной цели в условиях полета происходит усреднение, устраняющее влияние дискретности.

7. Разрешающая способность и точность. Смеситель (см. рис. 2.33), в котором смешиваются опорные колебания (от передатчика) со слабым отраженным сигналом, является линейным устройством. Поэтому спектр преобразованного сигнала в случае многих целей можно рассматривать как суперпозицию спектров нескольких одиночных целей. Так как середина огибающей спектра одиночной цели пропор­ циональна дальности, то результирующий спектр будет состоять из нескольких выбросов, положение максимумов которых на оси частот F6o = Ms.f^F^D/c определяется вза­ имным расположением целей (рис. 2.39).

Здесь и в дальнейшем следует обратить внимание на сходство процессов, происходящих при импульсном мето­ де во временнсй области (по временной оси), с процессами,

12Э

происходящими при непрерывном частотном методе в час­ тотной области (по оси частот). При импульсном методе сигналы группируются в отдельные импульсы, разнесенные повремени, которое пропорционально дальности. В случае частотного метода также происходит группирование, но по оси частот. Отдельные «частотные импульсы» разнесены по частоте биений, которая пропорциональна дальности. Если

Рис. 2.39. Спектр преоб­ разованного сигнала в случае нескольких целей

при импульсном методе индикация целей осуществляется весьма просто с помощью временного анализа (осциллографирование), то в частотном необходимо применить частот­ ный анализ, а именно анализатор спектра.

Рис. 2.40. Анализатор спектра (параллельный анализ)

При параллельном (одновременном) методе спектраль­ ного анализа имеется набор фильтров, перекрывающих диа­

ходе которого появляется сигнал, позволяет судить о даль­ ности. Структурная схема такого анализатора спектра изо­ бражена на рис. 2.40. Сигнал с выхода смесителя попадает в набор фильтров, каждый из которых подключен к детек­ тору и интегратору, выполненному, например, в виде ин­ тегрирующей /?С-цепи. С помощью электронного коммута­ тора (на рис. 2.40 он изображен как механический) каналы анализатора спектра последовательно подключаются к вер­ тикально отклоняющим пластинам ЭЛТ. На горизонтально отклоняющие пластины этой же ЭЛТ подается пилообраз­

121

ное напряжение развертки дальности, которое одновремен­ но управляет электронным коммутатором. Устройство, по­ казанное на рис. 2.40, является фактически преобразова­ телем частота — время. При этом сигнал на экране ЭЛТ имеет такой же вид, как при импульсном методе.

Оценим разрешающую способность по дальности. Две цели можно разрешить по дальности, если соответствую­ щие им частоты F6ol и Гб02 различаются больше, чем поло­

В оптимальном случае полоса фильтра ДЕФ должна быть согласована с временем действия соответствующего преобразованного сигнала. Преобразованный сигнал, как следует из рис. 2.34, состоит как бы из отдельных радиоим­ пульсов с несущей частотой Fqq. Например, при несиммет­ ричном пилообразном законе модуляции (рис. 2.36) дли­ тельность этих импульсов можно принять’ равной Тм, откуда полоса пропускания согласованного фильтра ДЕфС0г ~ 1/Тм ~ Рм и потенциальная разрешающая спо­ собность 6Ппот ж сДГфсог/4Д/мГм = с/4Д/м (для симмет­ ричного закона 6ППот —

Потенциальная разрешающая способность совпадает с величиной дискретности отсчета дальности и минимальной дальности. Она определяется шириной полосы частот зон­ дирующего сигнала Д/м и близка к потенциальной разре­ шающей способности по дальности в импульсном методе, если последнюю представить через полосу частот сигнала. Различие на несколько единиц в множителе связано с тем, что сравниваются полосы частот разных сигналов на разных уровнях. Сказанное подтверждает то важное положение, что разрешающая способность по дальности определяется в конечном итоге шириной спектра сигнала.

Оценим точность метода. Если средняя частота спектра основных частот биений при измерении дальности F по­ падает в полосу частот фильтра ДГФ, то частота ГСо прини­ мается равной резонансной частоте этого фильтра. Примем, что значение Гб0 может соответствовать с одинаковой ве­ роятностью любому значению в пределах полосы ДГФ. Из­ вестно, что при равномерной плотности распределения слу­ чайной величины внутри данного интервала ее среднее ква­ дратическое отклонение равно 1/2J/3 от этого' интервала

122

{см., например, вывод формулы (1.6.22)]. Поэтому, как сле­ дует из выражения (2.8.6),

о (£)) =----- !-------- ^£1.- , 21/3 4AfMFM

Для упрощения спектрального анализа можно умень­ шить число фильтров, но увеличив при этом их полосу про­ пускания ДГф. Это приведет к ухудшению разрешающей способности и точности.

Следует отметить, что для обеспечения точного соответ­ ствия между дальностью и частотой и реализации потенци­

Рис. 2.41. Спектр пре­ образованного сигна­ ла в случае движе­ ния цели

альной разрешающей способности необходимо использовать высокую степень линейности закона модуляции. Оценка требуемой степени линейности производится следующим образом. Из (2.8.2) следует, что относительное отклонение скорости изменения частоты Ду/у = AF6o/F6o. Если при­

ТО, например, при (Еботах — ^ботшУ^бо = 0,5 для Пф = = 100 получим Ду/у = 0,25%, что достаточно трудно вы­ полнимо.

Рассмотрим теперь влияние движения цели на спектр преобразованного сигнала. При пилообразном симметрич­ ном законе модуляции частота биений получает в течение полупериода частоты модуляции положительное, а в тече­ ние другого полупериода отрицательное приращение допле­ ровской частоты (рис. 2.37, б). В данном случае преобразо­ ванный сигнал состоит из импульсов длительностью около Тм/2, имеющих частоты Еб0 + Гд и Еб0 — Гд. Поэтому каждой цели соответствует не одна спектральная линия со средней частотой F6o, а две, симметрично смещенные от­ носительно Еб0 (рис. 2.41, а).

123

Раздвоение спектральной линий дает принципиальную возможность отделять движущиеся цели от неподвижных, а также раздельно определять дальность и скорость. Од­ нако при использовании несимметричного пилообразного закона с мгновенным обратным ходом (рис. 2.3.6) такая возможность отпадает, так как спектральные линии полу­ чают одностороннее доплеровское смещение (рис. 2.41,6).

2.9.НЕКОТОРЫЕ СРАВНИТЕЛЬНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ИМПУЛЬСНОГО И НЕПРЕРЫВНОГО МЕТОДОВ

1. Импульсный метод. Важное достоинство импульсно­ го метода — простота разделения прямого и отраженного импульсов, что позволяет использовать одну антенну. При этом обзор по дальности и ее измерение осуществляются одновременно простыми средствами.

Импульсные РЛС нашли в настоящее время наибольшее распространение. Кроме указанных преимуществ, это иног­ да обусловливается еще простотой создания импульсных передатчиков, средняя мощность которых может даже пре­ вышать мощность передатчиков, работающих в непрерыв­ ном режиме.

Наряду с этим импульсному методу свойственны недостатки. К ним следует отнести трудности увеличения дальности за-счет по­ вышения мощности передатчика. Дело в том, что получение очень больших мощностей в импульсе связано с использованием громозд­ ких импульсных модуляторов (из-за высоких напряжений предъяв­ ляются соответствующие требования к изоляции и т. д.). Кроме того, при этом всегда имеется опасность пробоя как в самом передатчике, так и в антенно-фидерном тракте.

Недостатком импульсного метода является неоднозначность измерения радиальной скорости цели, слепые скорости и вообще трудности практической реализации системы СДЦ.

Часто в качестве недостатка импульсного метода отмечают боль­ шие минимальные дальности. Однако это относится к одноантенно­ му варианту РЛС. Двухантенная система с импульсами наносекундной длительности встречается в радиовысотомерах малых высот,

2. Непрерывный метод с ЧМ. Как показано в § 6.1, даль­ ность действия РЛС определяется средней мощностью пере­ датчика. При непрерывном излучении требуется такая же средняя мощность, как и при импульсном. Это позволяет упростить конструкцию передатчика, сократить его разме­ ры и массу, что особенно важно для бортовой аппаратуры. Другое преимущество непрерывного метода состоит в том, что он обеспечивает однозначное и точное измерение ско­

124

рости цели, при этом отсутствует эффект слепых скоростей. Однако при реализации методов, связанных с непрерывным излучением радиоволн, требуются, как правило, две антен­ ны. Это существенно усложняет конструкцию РЛС. Труд­ но также устранить такое специфическое для непрерывно­ го метода явление, как проникновение шумов передатчика в приемник и снижение вследствие этого его чувствитель­ ности. Поэтому метод ЧМ применяется главным образом в радиовысотомерах малых высот. Имеются и другие недо­ статки, например, затруднен параллельный спектральный анализ при радиолокации многих целей, трудно также до­ стигнуть линейности изменения частоты.

Глава 3

РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ЦЕЛИ

3.1. ЭФФЕКТИВНАЯ ОТРАЖАЮЩАЯ ПЛОЩАДЬ ЦЕЛЕЙ

1. Общая характеристика радиолокационных целей.

Первичная (падающая) радиоволна наводит на поверхности цели токи проводимости (в проводнике) или токи смещения (в диэлектрике). Эти токи являются источником вторично­ го излучения в разных направлениях, т. е. происходит рас­ сеяние радиоволн. Рассеивается лишь часть приходящей энергии, остальная превращается в тепло. Особый интерес для однопозиционной радиолокации представляет отраже­ ние в сторону РЛС (в обратном направлении). Для ограни­ ченного числа тел сравнительно простой формы (полувол­ новой вибратор, шар, металлический лист и т. д.) возможен электродинамический расчет тюля вторичного излучения. Однако большинство реальных целей имеет более сложную форму. Их вторичное излучение целесообразно описывать статистически.

Сложные цели можно разделить на сосредото­ ченные и распределенные. К сосредоточенным относятся цели, размеры которых заметно меньше размеров разре­ шаемого объема РЛС. Примерами таких целей являются летательные аппараты (ЛА) и корабли на больших расстоя­ ниях от РЛС. Заметим, что сосредоточенные цели, в свою очередь, можно разделить на одиночные и групповые, со­ стоящие из ряда независимых одиночных целей (например,

125

группа самолетов в пределах одного разрешаемого объема). Одиночные сосредоточенные цели будем называть точечны­ ми. Как уже отмечалось в § 1.4 и 1.5, они практически не изменяют форму отраженного сигнала. К распреде­ ленным целям относятся земная и водная поверх­ ность (поверхностные цели), облака, дождь, снег, туман (объемные цели), для которых указанное соотношение раз­ меров и элементов разрешения не выполняется. Они могут занимать несколько разрешаемых объемов.

Отражающие свойства цели зависят от ее размеров (обычно имеется сильная зависимость от площади проекции тела на плоскость, перпендикулярную направлению на РЛС), конфигурации, материала поверхности, длины вол­ ны РЛС, ее поляризации, направления облучения. Чаще всего интересуются интенсивностью вторичного излучения в дальней зоне. Для характеристики отражающих свойств цели пользуются обобщенной величиной, учитывающей со­ вокупность указанных выше факторов: эффективной отра­ жающей площадью цели (ЭОП), называемой также эффек­ тивной площадью рассеяния (ЭПР), и радиолокационным поперечным сечением (РПС).

2. Эффективная отражающая площадь цели — это пло­ щадь Оц некоторой фиктивной плоской поверхности, рас­ положенной нормально к направлению падающей плоской волны и являющейся идеальным и изотропным переизлучателем, которая, будучи помещена в точку цели, создает у антенны РЛС ту же плотность потока мощности, что и реальная цель.

Из определения следует, что полностью переизлучаемая ЭОП мощность

где 77ц — плотность потока мощности падающей плоской волны у цели.

Так как на расстоянии D от цели (в дальней зоне) вся переизлучаемая мощность равномерно распределяется на поверхности сферы 4л£>2, то плотность потока мощности у РЛС

Чтобы лучше уяснить понятие ЭОП, целесообразно ее выразить через хорошо известные параметры антенн — эф­

126

(в дальнейшем изложении, как правило, аргументы 0, е, обозначающие азимут и угол места, будут опускаться, хо­ тя соответствующая функциональная зависимость всегда подразумевается).

Рассматривая цель как приемно-передающую антенну, будем ее характеризовать тремя указанными параметрами с индексом «ц». Мощность, выделяемая из поля падающей волны, имеющей плотность потока мощности Пц, равна

Рцпр ~ ПцЛ ц.

Соответственно мощность вторичного излучения цели

Р ц изл “ ПцДцТ)ц.

Если бы цель была изотропным вторичным излучателем, то плотность потока мощности на расстоянии D у РЛС была

площади и характеризует, какую часть энергии падаю­ щей радиоволны получает цель (Дц), потери энергии во вто­ ричном излучателе (т]ц), направленные свойства вторично­ го излучения (Сц). Влияние поляризации падающей волны при отражении будет рассмотрено в § 3.6.

Заметим, что ЭОП часто выражается в децибелах по от­ ношению к Оу — 1 м2, т. е. <Тц = 10 1g (оц/1) = 10 1g (Гц (иногда относительно квадрата длины волны).

Из формулы (3.1.2) получаем общее выражение для ЭОП:

Преобразуем формулу (3.1.5), чтобы облегчить ее прак­ тическое использование. Плотность потока мощности П = = ЕН, где Е и Н — амплитуды напряженностей электри­ ческого и магнитного полей в дальней зоне, связанные со­ отношением Н = Е/р0 (р0 = рлр0/е0 = 120л — волновое сопротивление свободного пространства (вакуума), е0, р0 —• электрическая и магнитная постоянные. Поэтому

<Гц = 4лО2 (ВД = 4яП2 (ВД). (3.1.6)

Формулы (3.1.5), (3.1.6), строго говоря, соответствуют случаю D -> оо, когда отсутствуют радиальные компонен­ ты полей. Это, как известно, нарушается в ближней зоне, где, кроме того, векторы электрического и магнитного полей не связаны коэффициентом 120л, а плотность потока

127

мощности не является монотонно уменьшающейся функ­ цией дальности.

ЭОП является функцией направления облучения цели и при заданных расстоянии и параметрах РЛС определяет­ ся функцией £р (0, е) или Пр (0, е), т. е. характеризуется диаграммой вторичного излучения цели по мощности. Обыч­ но ЭОП; представляемую в виде зависимости оц = оц (0, е), называют диаграммой обратного рассеяния (ДОР). Для экс­ периментального определения ДОР РЛС перемещают во­ круг цели и при этом измеряют напряженность поля Ерх (рис. 3.1, а). Затем испытываемую цель заменяют эталон­

Рис. 3.1. Условия экспериментального определения ДОР и ДР

ной (имеющей обычно форму шара) с известным значением ЭОП (Гцэ и определяют напряженность поля £рэ. Так как параметры D и Ец не изменяются, то из выражения (3.1.6) находим искомое значение ЭОП: <гцх = <тцэ (Е$х/Е$9).

Для экспериментального определения ЭОП можно поль­ зоваться вместо реальных целей их моделями, так как при этом из уравнений Максвелла следует, что дифракционные явления на реальной цели и на ’ее модели совпадают при условии соблюдения геометрического подобия и уменьше­ ния всех размеров и длины волны в п раз (если материал по­ верхности цели не является хорошо проводящим, то про­ водимость модели уменьшается в п раз). Предполагается также, что размеры лаборатории (или полигона) обеспечи­ вают сохранение плоской волны. В противном случае мож­ но применять специальную линзу.

3. Понятие об ЭОП разнесенной РЛС. В отличие от рас­ смотренного случая однопозиционной (моностатической) РЛС для двухпозиционной (бистатической) РЛС более при­

128

вместо ДОР вводят понятие диаграммы рассеяния (ДР). Для снятия ДР можно, например, закрепить передатчик и перемещать приемник по окружности вокруг цели (рис. 3.1, б).

Представляет интерес возможность сопоставления в не­ которых случаях ДР и ДОР. Так, для простых идеально проводящих тел достаточной гладкости при малой длине волны (строго говоря, стремящейся к нулю) и угле передат­ чик—цель—приемник р «с 180° ДР равна ДОР в направ­ лении биссектрисы угла р. Отсюда следует, что ДР не ме­ няется, если поменять местами передатчик и приемник. Данная теорема явно неверна при углах р ж 180,° т. е. вблизи так называемого рассеяния вперед (или теневого рассеяния).

3.2. ЭФФЕКТИВНАЯ ОТРАЖАЮЩАЯ ПЛОЩАДЬ ТЕЛ ПРОСТОЙ ФОРМЫ

1. ЭОП линейного вибратора. Как уже отмечалось в §3.1, п. 2, отражающие свойства цели можно определить, рассматривая ее как антенну, являющуюся одновременно приемной и передающей. Такой подход особенно удобен для линейного вибратора.

Рис. 3.2. Отражение радиоволны ит линейного вибратора

На рис. 3.2, а показано расположение векторов Ец, Нц и Пц относительно линейного вибратора. Наведенная в таком вибраторе ЭДС равна ец = EuFe (9)Лд, где FE (9) — диаграмма направленности (ДН) вибратора по напряжен­ ности поля; 71 д — действующая высота вибратора. Ток, возникающий в вибраторе под действием наведенной ЭДС ец, равен

где Zu — входное сопротивление вибратора.

. В формуле (3.2.1) ЭДС ец и ток /ц можно рассматривать как приведенные к середине симметричного вибратора (точ­

129