Литература / М.И.Финкельштейн Основы радиолокации

широкополосным сигналам, например импульсным, которые как раз и обладают способностью измерения дальности до многих целей. Аналогичными свойствами характеризуется непрерывный частотномодулированный сигнал (§ 2.8).

Рассмотренный способ радиолокации может также исполь­ зоваться в системах с активным ответом, например, при геодезиче­ ских измерениях (телурометр, имеющий погрешность в несколько сантиметров).

Описанная система представляет интерес с методической точки зрения. Ее реализация вполне возможна, однако связана, по мне­ нию автора, с рядом технических трудностей.

2.8.ЧАСТОТНЫЙ МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ ДАЛЬНОСТИ

1.Принцип измерения дальности с помощью частотной модуляции. Определение дальности до цели при исполь­

зовании частотной модуляции (ЧМ) основано на измерении приращения частоты передатчика за время распростране­ ния сигнала до цели и обратно. Если предположить, что частота передатчика fn (/) может изменяться по линейному закону, то иеменение частоты отраженного сигнала fc (t) будет запаздывать на время t3 — 2D/с (рис. 2.31, а). В ре­ зультате смешения этих колебаний образуются биения, огибающая которых является чисто гармоническим коле­ банием, т. е. ее спектр состоит из одной спектральной ли­ нии (рис. 2.31, б). Величина приращения частоты (частота

т. е. пропорциональна дальности.

На практике используются различные виды периодичес­ кой модуляции частоты, например: симметричный и несим­ метричный пилообразные законы (рис. 2.32, а, б), синусои­ дальный закон (рис. 2.32, в). Заметим, что на всех упомяну­ тых рисунках масштаб явно не выдержан, так как всегда

Структурная схема такой РЛС (дальномера) приведена на рис. 2.33.

Сигнал передатчика попадает на вход приемника (в сме­ ситель) через антенну либо по специальной линии передачи. Отраженный сигнал от неподвижной цели, также попа­ дающий на вход приемника, запаздывает на время /3

111

(рис. 2.34, а). В результате смешения (сложения) двух ко­ лебаний на входе приемника образуются биения.

Мгновенная частота биений равна абсолютному значе­ нию разности мгновенных значений частот излучаемого и

61

Рис. 2.31. Частота биений при линей­ ном изменении ча­ стоты

Рис. 2.32. Виды пе­ риодической моду­ ляции частоты

отраженного сигналов |F6 (/)| — |/п (/) — /с (/) |, хотя фор­ мально можно учитывать знак частоты FG (/). Сказанное иллюстрируется рис. 2.34, б, в. Частоту биений, которая в

112

рис. 2.34, а и формулы (2.8.1), равно

причем обычно частота Д/м составляет несколько десятков мегагерц, a FM — сотни герц.

Рис. 2.33. Структурная схема простейшей РЛС с ЧМ.

Функция |F6 (/)] (рис. 2.34, в) отличается от Гб0. Не­ большие отрезки времени, равные времени запаздывания t3, в течение которых частота не остается постоянной (рис. 2.34, в), называют зонами обращения. В средних точ­ ках этих зон функция F6 (t) проходит через нуль. Влияние зон обращения тем меньше, чем лучше выполняется нера­

выше простейшей доплеровской РЛС. Для пояснения физи­ ческих процессов здесь также полезно воспользоваться векторным методом (рис. 2.34, г). Пусть опорный вектор

(70, характеризующий зондирующий сигнал, закреплен на плоскости, а ось проекций вращается с переменной круго­ вой частотой передатчика <оп (0 — 2л/п (/) по часовой стрел­ ке.

Вектор Uc, соответствующий принимаемому сигналу, вращается относительно (70 с разностной частотой, т. е. с

из

интервале /2» h вращение вектора Uc замедляется, и в точ­ ке t3 он останавливается, после чего начинает вращаться в обратном направлении с возрастающей скоростью. После точки скорость вращения этого вектора вновь становится постоянной и т. д.

Рис. 2.34. Временные диаграммы процессов в простейшей РЛС с ЧМ

114

Результирующий вектор СУР совершает качающие дви­ жения, определяемые положением вектора йс. Длина век­

тора Up характеризует амплитуду биений на входе прием­ ника «вх (рис. 2.34, г).

После детектирования в смесителе выделяется огибаю­ щая биений, обычно именуемая преобразованным сигна­ лом «пр с (рис. 2.34, д). Преобразованный сигнал имеет по­ стоянную частоту Гб0, исключая участки длительностью /3, отстоящие друг от друга на расстоянии Тм/2, внутри ко­ торых его фаза изменяется на 180° Чтобы определить даль­ ность, необходимо измерить Гб0. Для этого может быть ис­ пользован анализатор спектра (частотный метод). В случае одиночной цели часто применяется более простой частото­ мер, работающий по принципу счета числа периодов (вре­ менной метод).

В рассмотренной РЛС используется приемник с нулевой промежуточной частотой, но здесь, как и в случае доплеров­ ской РЛС, можно использовать супергетеродинный прием­ ник. Чувствительность приемника в данном случае, как и в других РЛС с непрерывным.излучением радиоволн, огра­ ничена шумами передатчика. Для уменьшения их влияния следует увеличивать развязку (переходное затухание) меж­ ду антеннами. Применение компенсации прямого сигнала дает развязку 10 ...60 дБ.

3. Спектр преобразованного сигнала. Рассмотрим струк­ туру спектра преобразованного сигнала (рис. 2.34, д). Предположим, что измерение (наблюдение) производится в течение интервала времени Тп > Тм. При этом можно считать, что сигнал состоит из отдельных импульсов, сле­ дующих с периодом Тм. Спектр такой последовательности импульсов является дискретным, интервал между отдель­ ными спектральными линиями равен частоте повторения Гм = 1/Тм. Амплитуды спектральных составляющих впи­ сываются в огибающую сплошного спектра одиночного им­ пульса.

Спектр одиночного импульса концентрируется вблизи частоты F6o. Что же касается влияния зон обращения, то, даже не вдаваясь в детальный анализ, ясно, что оно при­ водит к расширению огибающей спектра. Так, из рис. 2.34, д видно, что в середине интервала Тм имеется скачок фазы (зона обращения). Это позволяет рассматри­ вать импульс в пределах интервала Тм состоящим из двух импульсов длительностью Тм/2. Огибающая спектра каж­ дого такого импульса расширяется вдвое, так что главный

115

лепесток будет занимать полосу частот от FGQ — 2FM Fб0 + 2ЕМ (рис. 2.35). При этом наряду с основной спект­ ральной линией Fб0 появляется ряд боковых. Таким обра­ зом, спектр преобразованного сигнала состоит из дискрет­ ных линий, концентрирующихся вокруг частоты Fб0. Если выполняется неравенство Еб0 =/= nFM, то спектральная ли­ ния Fб0 в спектре вообще отсутствует, хотя максимум оги­ бающей спектра остается в точке Еб0. Уменьшение частоты модуляции Ем увеличивает концентрацию линий спектра преобразованного сигнала вблизи частоты Ебс, пропорцио­ нальной дальности, что обеспечивает более точное измере­

Измерение частоты биений FGo, а следовательно, даль­ ности производится по положению спектральной линии, имеющей максимальную амплитуду (которая в общем слу­ чае может не совпадать с частотой F6o). Вместе с тем всякое изменение расстояния Д£) можно зафиксировать лишь по изменению амплитуды спектральной линии, отстоящей от

данном случае дискретного спектра имеет место методичес­ кая ошибка измерения дальности, равная согласно (2.8.3).

виацию частоты, что обычно связано с техническими труд­ ностями. Девиация частоты при больших индексах модуля­ ции (отношение Д/м/'2Fблизка к ширине спектра ЧМ коле­ баний (на определенном уровне, например, 0,01 при сину­ соидальной модуляции). Таким образом, уменьшение мето­ дической ошибки, как и следует ожидать, требует расшире­ ния спектра зондирующего сигнала. Заметим, что потенци­ альная точность частотного дальномера, как и импульсно­ го, определяется шириной полосы частот зондирующего сигнала.

116

Сказанное относится и к минимальной дальности Дело в том, что минимальная частота биений F60min ограничена периодом модуляции FM, т. е. F6om{n=FM. Отсюда соглас­ но (2 8 3) Dmin = cF6omin/4A/MFn = с/4Д/м.

Что касается максимальной дальности, то, исходя из соображений однозначности измерения дальности, надо пот­

тельность обратного хода равной нулю. На рис. 2.36 пока­ заны изменения частоты передатчика /п (0> отраженного сигнала /с (/) и частоты |F6 (/)| = |/п (/) — fс (/)|. Функ­ ция Fq (t) проведена на соответствующих участках пункти­ ром.

Преобразованный сигнал состоит из двух групп радио­

частотой, близкой к Д/м, и длительностью t3. Отсюда сле­ дует, что преобразованный сигнал характеризуется двумя видами спектральных функций. Одна имеет максимум оги­ бающей на частоте Fб0, а вторая — на частоте, близкой к Д/м. Последняя более растянута (ширина ее примерно 2/С) и имеет гораздо меньшие амплитуды спектральных линий. Влияние этого спектра можно практически исключить.

Сравнение рис. 2 36, а, б и 2 34, а, б показывает, что для заданного периода модуляции Тм в несимметричном случае зоны обращения расположены в два раза реже, т. е.

117

длительность отдельных повторяющихся гармонических импульсов (рис. 2.34, б) в два раза больше. Поэтому оги­ бающая спектра оказывается в два раза уже, что облегчает точное измерение дальности. Вместе с тем интервал дискрет­ ности спектральных линий FM в данном случае остается без изменения. Сказанное является достоинством несимметрич­ ной модуляции.

Следует, однако, отметить, что при наличии движения цели к частоте биений, определяемой дальностью, добавля-

Рис. 2.37. Частота биений при движении цели

ется доплеровский сдвиг частот. Разделить эти две состав­ ляющие при несимметричном законе модуляции невозмож­ но, что является его недостатком.

5. Влияние движения цели на преобразованный сигнал. Симметричный пилообразный закон модуляции обеспечи­ вает возможность разделения частот биений, определяемых дальностью, и доплеровского сдвига частоты, возникающего из-за движения цели.

Так как частота передатчика меняется, то доплеровский сдвиг отраженного сигнала также меняется от частоты

Рд mln= 2ир/т{п/сД0 Fд тах~ 2vp/max/c. Но ТЭК КЭК> Д/м =

= /max — /mln « (/max + /тш)/2, то можно пренебречь изменением доплеровской частоты за период модуляции и

считать Гдтщ® ^дтах = ^д- На рис. 2.37, а, б показаны функции /п (/), /с (/),

|Гб0 (/)|, когда скорость цели не очень велика и/д< Fб0. Рассмотрен случай сближения с целью, когда доплеровский сдвиг добавляется к функции /с (/) и она смещается вверх на величину Гд. Поэтому частота биений в пределах восходя­ щей ветви равна Гб1 = F6o — FK, а в пределах нисходящей ветви Гб2 = F6q + Гд. Таким образом, среднее значение частоты биений F6cp — (F61 4- F62)/2 = Fб0 пропорцио­ нально дальности D, а уклонение от среднего значения

118

(F62 — Еб1)/2 = Гд пропорционально радиальной скорости цели vp.

Если в приемном устройстве разделить переменную и постоянную составляющие функции |Гб (/)], то можно раз­ дельно измерить дальность и радиальную скорость цели. Для этого надо произвести соответствующее переключение в каждом полупериоде модуляции.

При большой скорости цели, когда Гд>>Ебо» кривая /с (/) лежит выше /п (I) и ее пересекает (рис. 2.37, в). В этом случае частота преобразован­

рот имеет место при некоторой критической скорости, ког­ да F д = F бд.

6. Понятие об измерении дальности методом счета числа им­ пульсов. РЛС с частотной модуляцией обычно применяются в каче­ стве бортового радиовысотомера. При этом имеется лишь одна цель

— земная поверхность, которую в первом приближении для гладкой поверхности можно считать точечной (случай зеркального отраже­ ния). Применение спектрального анализа при наличии одной цели не целесообразно. Здесь нашел широкое применение весьма просто реализуемый метод измерения частоты биений путем счета числа импульсов преобразованного сигнала. При этом преобразованный сигнал (рис. 2.38, а) подвергается ограничению и дифференцирова­ нию (рис. 2.38, б), после чего положительные или отрицательные им­ пульсы запускают формирователь, вырабатывающий стандартные импульсы (определенной амплитуды, длительности и формы). По­ следние заряжают накопительный конденсатор счетчика. При сим­ метричном пилообразном законе модуляции число импульсов за пе­ риод модуляции равно

119