Литература / Гришин Ю.П., Ипатов В.П., Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы (1990)

Оптимальный угловой дискриминатор можно реализо­ вать на основе ФАР с электронным управлением. Полагая функцию раскрыва G(y) симметричной, можно записать коэффициент передачи пространственного фильтра для

Bt и B'i являются вещественными амплитудными коэф­ фициентами, пропорциональными G; и 2n£i>,Gi. Настройка ФАР на направление и0 осуществляется изменением угла наклона линейной по раскрыву фазовой характеристики антенны путем введения компенсирующего фазового сдвига с помощью перестраиваемых фазовращателей. Для i-ro элемента ФАР фазовый сдвиг относительно сигнала в цен­ тре раскрыва ф; = — 2яр,и0. Если расстояние между элемен­

На рис. 18.9 представлена структурная схема углового дискриминатора как пространственного фильтра с исполь-

Рис. 18.9

401

Сигналы, суммируемые с весовыми коэффициентами Bj, подаются на вход опорного (суммарного) канала. На вход измерительного (разностного) канала сигналы посту­ пают с весовыми коэффициентами B'h причем сигналы с отрицательными весовыми коэффициентами — В\ вводят-

л

ся через схему вычитания; множитель /=ехруучитывается

фазовым сдвигом разностного сигнала на л/2. Суммарный сигнал позволяет образовать с помощью

схемы АРУ отношение z'(u — w0)/z(u — u0); он служит и в ка­ честве опорного напряжения синхронного детектора для выявления знака рассогласования.

Оптимальный угловой дискриминатор является ампли­ тудно-фазовым, поскольку его характеристика (18.30) зави­ сит от амплитудных и фазовых соотношений. В реальных системах используются подоптимальные амплитудные (раз­ ностный и суммарно-разностный) и фазовые дискримина­

в канале каждого элемента ФАР предусматривается два отвода с весовыми коэффициентами В\ и В], соответствую­ щими измерительным каналам азимута и угла места. Опорный канал является общим.

Управление фазовращателями поворота опорной оси антенны осуществляются также с помощью двумерного синтезатора поворота.

При использовании многоэлементной ФАР синтезатор поворота строится на основе специализированной ЭВМ, которая преобразует выходные данные экстраполяторов

требуемый для управления фазой каждого элемента ФАР. При этом программа ЭВМ обеспечивает максимальное приближение закона изменения фазы по раскрыву антенны к линейному.

Задача экстраполяции движения сопровождаемой цели решается с помощью соответствующих схем или имеющей­ ся ЭВМ. Характеристики передачи экстраполяторов ази­ мута и угла места (порядок астатизма, быстродействие) выбираются согласно параметрам движения сопровождае­ мых целей.

402

§ 18.5. ОДНОКАНАЛЬНЫЕ СЛЕДЯЩИЕ ИЗМЕРИТЕЛИ НАПРАВЛЕНИЯ С КОНИЧЕСКИМ СКАНИРОВАНИЕМ

Одноканальные СИН наиболее просты и получили широкое применение в РЛС с автоматическим сопровождением воздушных и космических объектов, а также в радиоастро­ номических пеленгаторах. Построение таких измерителей рассмотрим на ставшем классическим примере импульсной РЛС орудийной наводки. Антенна РЛС формирует ДН, отклоненную от оси антенной системы на угол у, не превышающий половины ее ширины аА. При вращении ДНА образуется равносигнальная ось (рис. 18.10), совпа­ дающая с осью антенны. При отклонении оси антенны от направления на цель амплитуда принимаемого сигнала изменяется в зависимости от мгновенного положения ДНА по синусоидальному закону с круговой частотой, равной угловой скорости вращения диаграммы Пс:

403

Рис. 18.11

формируются постоянные составляющие напряжения l/B=Esinq> и (/p = Ecos<p. Они являются сигналами рассог­ ласования по азимуту и углу места и управляют через усилитель-экстраполятор и синтезатор угла поворота ази­ мутального и угломестного каналов положением оси антенны таким образом, чтобы обеспечивалось ее со­ вмещение с движущейся целью. В качестве синтезаторов поворота используются двигатели, исполняющие также функции интеграторов, которые вместе со специальной схемой усиления и составляют экстраполятор в каждом из каналов СИН. Заметим также, что рассматриваемый угловой дискриминатор является суммарно-разностным.

Выбор сопровождаемой цели осуществляется селектор­ ным импульсом, поступающим от системы измерения дальности цели (СИД) на приемный канал СИН. Сигналь­ ные импульсы выбранной цели с выхода приемника подаются на пиковый детектор, который выделяет первую гармонику огибающей CE(z). Специальный фильтр, настро­ енный на частоту сканирования Qc, позволяет уменьшить искажения напряжения сигнала рассогласования, вызванные флуктуациями амплитуды отраженного сигнала из-за флук­ туаций ЭПР цели и воздействия помех.

Такие искажения могут быть вызваны также умышлен­ ными помехами с большой спектральной плотностью вблизи частоты сканирования. Для уменьшения влияния применяются системы со скрытой частотой сканирования (диаграмма сканирует только при приеме), обладающие более высокой помехозащищенностью из-за невозможности определить частоту сканирования, а следовательно, и со­ здать эффективную прицельную помеху. Однако наличие

404

флуктуаций амплитуды сигналов снижает точность сопро­ вождения цели. Уменьшается точность сопровождения (особенно быстро маневрирующей цели) и из-за значительной инерционности схемы выделения огибающей сигнала рассог­ ласования. Эти недостатки СИН с коническим сканировани­ ем, обусловленные последовательным методом сравнения

УГЛОВЫХ КООРДИНАТ

Принципиально устранение влияния флуктуаций амплитуды сигнала возможно при сравнении амплитуд или фаз сигналов, одновременно принятых по двум или нескольким каналам. При импульсном сигнале метод одновременного сравнения амплитуд и фаз сигналов на выходах каналов называется моноимпульсным, а РЛС и системы управления, в которых применяется этот метод,— моноимпульсными.

Моноимпульсные системы, разработанные первонача­ льно как средство устранения погрешностей СИН из-за флуктуаций амплитуды сигнала, обнаружили свойства, позволившие расширить область их применения. Оказалось, например, что моноимпульсная система позволяет одновре­ менно измерять координаты нескольких объектов, нахо­ дящихся в пределах ДНА. В моноимпульсной системе возможно также применение компенсационных методов подавления помех.

При определении направления в одной плоскости моноимпульсная система должна иметь две пересекающие­ ся и формируемые одновременно ДНА. Каждой из них соответствует свой приемно-усилительный канал. Сравне­ ние амплитуды или фазы сигналов на выходе каналов позволяет найти направление на источник сигнала. Возмож­ но также использование для формирования напряжения рассогласования суммы и разности сигналов, образуемых на выходе антенной системы и обрабатываемых двумя приемными каналами: суммарным и разностным. В зави­ симости от используемого метода сравнения сигналов

ивыделения сигнала рассогласования моноимпульсные системы имеют три разновидности: фазовые, амплитудные

исуммарно-разностные.

Система с фазовой пеленгацией (рис. 18.12) имеет антенную систему с двумя разнесенными на некоторое

405

расстояние фазовыми центрами. Практически два фазовых центра могут быть получены, например, с помощью двух разнесенных на расстояние d антенн. При этом осн диаграмм направленности параллельны. Если пеленгование производится в азимутальной плоскости, а ДНА одинаковы и описываются функциями G(at) и G(a2), то напряжения на выходе антенн первого и второго каналов

и 1 ~ 1 s'n (2я// + ср/2) = fcG(a Jsin (2nft + ср/2);

и2 = Um2 sin (2л// — ср/2) = fcG(a2)sin (2nft — ср/2),

где GmI=fcG(ott), Gm2=fcG(a2) — амплитуды сигналов; к — коэффициент, зависящий от направленности антенны и мо­

Для получения пеленгационной характеристики с цент­ ральной симметрией во втором канале осуществляется дополнительный фазовый сдвиг на угол л/2, с учетом которого напряжения на выходах приемных каналов

ltd

= kG(a t)sin (litft + —sin a);

n nd

и2 = kG(a^sm (2nft + - ——sin a).

2 A„

Сигналы с выходов каналов подаются на фазовый детектор. Для уменьшения влияния неодинаковости и не­ стабильности усиления каналов сигналы ограничиваются на уровне U. Напряжение на выходе фазового детектора

Сфд = fc^Gcos (ф - я/2) = кфаGsin (^sin a ).

В режиме автоматического слежения за целью угол рассогласования мал и, следовательно, sin а ж а, а

(18.32)

Полученная зависимость аналогична характеристике дискриминатора. Равносигнальному направлению, перпен­ дикулярному базе и проходящему через ее середину, соответствует нулевое рассогласование а = 0. При неиден-

. тичных и нестабильных фазовых характеристиках каналов равносигнальное направление определяется с погрешнос­ тью, что является недостатком фазового метода.

407

Сигнал рассогласования с выхода ФД подается на следящую систему, которая непрерывно совмещает рав­ носигнальную ось с направлением на сопровождаемый объект. При относительно небольших изменениях а слеже­ ние осуществляют путем изменения фазового сдвига в од­ ном из каналов с помощью фазовращателя. При этом антенная система остается неподвижной, что позволяет снизить инерционность системы и обеспечить ее высокое быстродействие, точность и устойчивость. С помощью ферритового фазовращателя управляют фазовым сдвигом путем изменения магнитного поля. В этом случае из следящей системы исключаются двигатели, что способству­ ет повышению ее быстродействия и дает возможность сделать систему компактной, легкой, надежной и экономич­ ной, а также бесшумной.

Моноимпульсный измеритель с амплитудной пеленга­ цией (рис. 18.13) имеет антенну, формирующую две пересе­ кающиеся ДНА, образующие равносигнальное направление, совпадающее с осью антенны.

Если направление на источник сигнала лежит в ази­

на входе приемных каналов является мерой угла рассог­ ласования а. Для уменьшения влияния изменений интен­ сивности принимаемого сигнала, а также коэффициента усиления каналов на значение измеряемого угла применя­ ется вычитание сигналов, усиленных УПЧ с логарифмичес­ кой амплитудой характеристикой и продетектированных

где у0 — угол смещения первой и второй ДНА; Кву— коэф­ фициент передачи вычитающего устройства; 1/0 — началь­ ное напряжение на выходе логарифмического усилителя.

Выражение (18.33), описывающее пеленгационную ха­ рактеристику системы, показывает, что ее крутизна зави­ сит от крутизны ДНА в окрестности равносигнального направления, коэффициента передачи вычитающего устрой­ ства и характеристики логарифмического усилителя. Таким

408

образом, зависимость измеряемого угла от интенсивности принимаемого сигнала при использовании логарифмических усилителей исключается. Однако неравенство коэффици­ ентов усиления каналов и их нестабильность приводят к погрешностям в определении равносигнального направ­ ления, на что указывает зависимость сигнала рассогласо­ вания от начального напряжения на выходе усилителей.

Разность фаз сигналов и, и и2 не влияет на иву(а), так как сигналы детектируются до вычитания логарифмов их амплитуд.

При автоматическом сопровождении совмещение рав­ носигнальной оси с направлением на объект производится поворотом антенны с помощью следящей системы. Управ­ ление положением равносигнальной оси в небольших пределах также можно осуществлять изменяя коэффициент усиления одного из каналов обратно пропорционально напряжению сигнала рассогласования на выходе вычи­ тающего устройства.

Суммарно-разностный вариант моноимпульсного из­ мерителя является наиболее совершенным, так как теоре­ тически позволяет исключить влияние изменений амплиту­ ды и фазы принимаемых сигналов на стабильность равносигнального направления и пеленгационной харак­ теристики и тем самым обеспечить наибольшую точность определения направления. При суммарно-разностной обра­ ботке сравниваются амплитуды сигналов. Для исключения влияния неравенства и нестабильности коэффициентов усиления каналов сравнение амплитуд производится до приемных каналов непосредственно после облучателей антенны с помощью высокочастотных мостовых схем, выполняемых на волноводах или коаксиальных линиях в зависимости от рабочего диапазона системы.

Принцип действия суммарно-разностного измерителя поясняет структурная схема на рис. 18.14. Излучатели и А 2, симметрично смещенные относительно фокуса зер­

кала, как и в амплитудном варианте измерителя, подсо­ единены к точкам а, и а2 суммарно-разностного моста. Расстояния atc и а2с одинаковы и равны Хи/4, поэтому при изучении импульса энергии высокочастотных колеба­ ний от передатчика распределяется поровну между излуча­ телями Ai и А2, они работают синфазно, формируя суммарную ДНА (7c(ot) (рис. 18.15, а).

Врежиме приема сигналы, принятые излучателями At

иА2, приходят в точку с (см. рис. 18.14) моста с сохранени­ ем относительного фазового сдвига и суммируются. При

410