Литература / Гришин Ю.П., Ипатов В.П., Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы (1990)

двухканальных дискриминато­ ров), как это показано на рис. 15.8. Селектирующие после­ довательности, соответст­ вующие селектирующим функ­ циям, представленным на рис. 15.8, а, б, могут быть сфор­ мированы как разность образцов модулирующих последователь­ ностей, сдвинутых во времени на интервал А. При образовании такой разностной последовате­ льности наряду с получением положительных и отрицатель­ ных значений разности будут

иметь место и нулевые, соответствующие интервалам перекрытия во времени однознаковых символов кода. Поэтому сформированная селектирующая последователь­ ность оказывается трехуровневой (+1, 0, —1), что ужесто­ чает требования к реализации перемножительных уст­ ройств.

Представляет интерес способ формирования селекти­ рующей последовательности, основанный на умножении образца модулирующей последовательности на меандр тактовой частоты 1/Т0. В этом случае формируемая последовательность будет двухуровневой и в сжатом виде имеет форму меандра на интервале То (рис. 15.8,6). Она обеспечивает ту же протяженность линейного участка дискриминационной характеристики и ту же дисперсию эквивалентных временных флуктуаций, что и селектирую­ щая функция с ГССЛ=ГО (рис. 15.8,а).

Анализируя особенности построения следящих измери­ телей, нельзя не остановиться еще на одном способе временного дискриминирования, получившем широкое рас­ пространение. Сигнал ошибки в схеме одноканального временного дискриминатора может быть сформирован, если временное положение селектирующей последователь­ ности в виде образца модулирующей функции коммутиро­ вать поочередно на ±А/2, а знак снимаемого с интегратора (фильтра) напряжения изменять с плюса на минус в такт с периодом коммутации (рис. 15.9). Если при этом время пребывания селектирующей последовательности в де-

341

S(t*j) Sft-j)

Рис. 15.9

ддноканального дискриминатора с тем же значением Д. Заметим, что частота коммутации должна лежать за пределами полосы пропускания следящего измерителя, чтобы он не отслеживал скачки Сигнала ошибки, а ре­ агировал лишь на разность их площадей.

Коммутируемые временные дискриминаторы уступают некоммутируемым по дисперсии эквивалентных временных флуктуаций в два раза (3 дБ), так как половина энер­ гии сигнала не используется при формировании сигнала ошибки.

При рассмотрении способов временного дискриминирования сложных сигналов предполагалось, что сигнал, снимаемый с УПЧ, поступает на синхронный детектор, на выходе которого выделяется модулирующая последова­ тельность, декодирование которой производится в процессе образования сигнала ошибки. Такой способ декодирования называют снятием кода на видеочастоте.

Снятие кода можно производить и на промежуточной частоте (рис. 15.10). Сигнал с УПЧ поступает на перемно-

Рис. 15.10

342

житель, на вход которого подается такая же селектирующая последовательность, как и в дискриминаторах со снятием кода на видеочастоте. На выходе перемножителя возникает фазоманипулированная последовательность на частоте которая после синхронного детектирования преобразуется в последовательность знакопеременных видеоимпульсов. Постоянная составляющая этой последовательности пропо­ рциональна временному рассогласованию А/. Поэтому на выходе интегратора (фильтра) вырабатывается напряжение сигнала ошибки ивш. Снятие кода на промежуточной частоте возможно и в двухканальных временных дискрими­ наторах, что сопровождается почти двукратным ростом аппаратурных затрат. Этот способ используют и для коммутируемых временных дискриминаторов.

Напомним, что приведенные способы временного дискриминирования сложных сигналов применяют в коге­ рентных системах АПВ.

В некогерентных системах АПВ чувствительный эле­ мент (некогерентный временной дискриминатор) формирует сигнал ошибки, не зависящий от фазы и доплеровского сдвига частоты сигнала. Примером может служить чувстви­ тельный элемент некогерентной системы АПВ, рассмотрен­ ный в § 15.2 и представленный в виде структурной схемы на рис. 15.3. Добавим лишь, что при фиксированной шумовой полосе пропускания когерентной и некогерентной систем АПВ дисперсия флуктуационной ошибки всегда больше в последней. Однако если соотношение сигнал/шум на выходах полосовых фильтров удовлетворяет условию

•и некогерентного пакетов радиоимпульсов. Поясните, чем вызваны потери в точности оценки при некогерентной обработке пакета радиоимпульсов.

Поясните связь оптимального сигнала ошибки с ОМП параметра т [см. выражение (15.9)].

При каких ограничениях временной дискриминатор можно представить в виде линейного звена следящей системы?

Как связаны между собой коэффициент передачи замкнутой линейной следящей системы и ее шумовая полоса? Используя упрощенные структурные схемы рис. 15.2 и 15.3,

поясните принципиальные особенности когерентной и неко­ герентной систем АПВ.

Сигнальный импульс имеет огибающую в виде равнобочной трапеции (см. рис. 15.5, в). Зависит ли отношение сигнал/шум

343

на выходе согласованного фильтра от Го? Зависит ли дисперсия эквивалентных временных флуктуаций при опти­ мальном временном дискриминировании от Го?

Чем объяснить проигрыш в дисперсии эквивалентных вре­ менных флуктуаций коммутируемых временных дискримин­ аторов (см. рис. 15.9) по сравнению с некоммутируемыми?

ГЛАВА 16

ЧАСТОТНЫЕ ДАЛЬНОМЕРНЫЕ СИСТЕМЫ

§ 16.1. ЧАСТОТНЫЙ МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ ДАЛЬНОСТИ

Применение частотной модуляции (ЧМ) излучаемого сигна­ ла позволяет создать дальномер с непрерывным излучени­ ем, обладающий высокой точностью и разрешающей способностью при измерении дальности. При этом сохра­ няется возможность измерения скорости движения объекта доплеровским методом.

Определение дальности частотным методом сводится к измерению изменения частоты излучаемых колебаний за время распространения сигнала до отражающего объекта и обратно. Если частота излучаемых колебаний /и изменя­

Д/и = 7Тр. Измеряя разность частот излучаемых и принима­ емых колебаний Д/И=/И-/С = ГП, определим дальность объекта:

(161)

Однако непрерывное изменение частоты по линейному закону практически неосуществимо и приходится применять Периодическую модуляцию частоты, что изменяет работу системы. Практически используют три вида модуляции: симметричную линейную (СЛЧМ), несимметричную линей­ ную (НЛЧМ) и гармоническую (синусоидальную) (ГЧМ).

Рассмотрим работу частотного дальномера при ис­ пользовании симметричной линейной модуляции. Струк­ турная схема простейшего частотного дальномера пред­ ставлена на рис. 16.1, а. Работу дальномера при неизменном расстоянии до объекта поясняет временная диаграмма на

344

*)

Рис. 16.1

рис. 16.1,6. Верхний график характеризует изменение часто­ ты излучаемых (сплошная линия) и принимаемых (пунктир­ ная линия) колебаний, имеющих среднюю частоту /0, период модуляции Тм и девиацию частоты Wf. Нижний график воспроизводит изменение разностной частоты биений FD.

4Wj

~cTu

Выражение для FD не учитывает провалы кривой FD(t) при /я=/с. Фактически частотомер фиксирует среднюю

При выполнении условия TD«crM FDcpxFD. Следовательно;

345

Обычно в частотных системах измерения дальности одного объекта в качестве частотомера используют счетчик импульсов, который фиксирует число биений за период модуляции:

с

Дискретность отсчета А£), соответствующая изменению числа биений nD на единицу, может быть найдена из соотношения

Одним из очевидных путей уменьшения постоянной погрешности является увеличение девиации частоты. Одна­ ко из-за ряда причин возможности увеличения Wf ограни­ чены, поэтому при необходимости устранения или ради­ кального уменьшения постоянной погрешности применяют усложненные системы, например системы с двойной частот­ ной модуляцией. Приведенное объяснение постоянной пог­ решности ЧМ системы измерения дальности наглядно, но из него можно сделать неправильный вывод, что ее причина в дискретности счетчика. На самом же деле причина появления ошибки заключается в дискретности спектра периодического сигнала, используемого в ЧМ-даль- номерах. Спектр биений также дискретный со спектральны­ ми линиями, расположенными на шкале частот в точках Fk=kFM, к= 1, 2, .... При измерении и будет зафиксирована

Минимальная частота спектра биений, которая может быть зафиксирована анализатором спектра, равна частоте модуляции FM. Следовательно, минимальная даль­

346

из них соответствует свой частотный спектр биений и для разрешения двух объектов необходимо разделять эти спектры. Так как ширина спектра сигнала ЧМ-дальномера примерно равна девиации частоты Wf, то разрешаемое им расстояние

Это расстояние и характеризует разрешающую способ­ ность ЧМ-дальномера по дальности.

Таким образом, точность и разрешающая способность ЧМ-дальномера, а также минимальная дальность ЛМИ11 определяются девиацией частоты излучаемого сигнала, т. е. шириной его спектра.

§ 16.2. СОВМЕСТНОЕ ИЗМЕРЕНИЕ ДАЛЬНОСТИ И СКОРОСТИ ОБЪЕКТА ЧАСТОТНЫМ МЕТОДОМ

Движение объекта приводит к появлению доплеровского смещения частоты принимаемого сигнала Fv, которое можно использовать для определения радиальной скорости объекта У„ если измерить раздельно дальностное FD и скоростное Fv приращения частоты.

Рассмотрим два возможных случая работы системы. В первом случае FB>FV, т. е. дальностное приращение во всем диапазоне измеряемых дальностей и скоростей

превышает скоростное (рис. 16.2, а). Результирующая часто­

Если не учитывать относительно кратковременные провалы частоты биений, то среднее значение измеряемой частоты пропорционально дальности: F6cpk;(F6b+F6„)I2 = Fd, а ско­ рость Vr пропорциональна Fr«(F6B—F6„)/2, где F6„ и F6„— высокая и низкая частоты биений.

Таким образом, для измерения D и Уг необходимы два счетчика, фиксирующих дальность и скорость объекта.

При превышении критической скорости Кжр, соответст­ вующей условию FVtp — FD, картина меняется (рис. 16.2,6) и будут справедливы соотношения

(E6b + F6b)/2 = Ff; (F6b-F6b)/2 = Fd.

Для однозначного измерения дальности и скорости объекта во всем заданном диапазоне дальностей и скорос­ тей необходимо выбрать соответствующие значения /0 и Wf.

347

В дальномерах стремят­ ся получить высокую чу­ вствительность по дально­ сти и поэтому выбирают параметры системы так, чтобы выполнялось условие

то необходимо обеспечить

пределы измеряемого диапазона, и, наоборот, для получе­ ния однозначного измерения скорости выбирают Fdmw<Fv- При этом можно получить и высокую чувстви­ тельность системы по скорости: kr = FvIVr~?-folc. Дискрет­ ность измерения частоты не единственная причина, ограни­ чивающая точность измерения дальности частотным мето­ дом. Из формулы (16.1) следует, что погрешность в измере­ нии частоты биений АГВ, а также отклонения девиации частоты и частоты модуляции вызывают соответствующие погрешности в измерении дальности

AD_AFB AD_ bWr AD AFU ~D~~F? ~D~~~W7'' ~D~'^

При определении результирующей погрешности системы должны быть учтены и другие причины, влияющие на точность измерения. Так, частотная модуляция обычно сопровождается паразитной амплитудной модуляцией, ко­ торая приводит к искажению огибающей биений. При этом в спектре биений появляются паразитные состав­

348

ляющие, которые могут вызвать дополнительные по­ грешности и даже нарушить работу дальномера на предельных дальностях, когда отраженный сигнал мал. Для уменьшения паразитной амплитудной модуляции стремятся обеспечить равномерную частотную характе­ ристику высокочастотного тракта в заданной полосе. Решение этой задачи усложняется при увеличении от­ ношения Wf/f0.

Возникает также вопрос о влиянии нелинейности закона модуляции частоты на работу дальномера. Исследо­ вания показывают, что при измерении дальности и скорос­ ти одного объекта основные соотношения, полученные для линейной модуляции, справедливы для всех законов изменения частоты, при которых кривые изменения частоты /„ и /с имеют не более одного пересечения на каждый полупериод модуляции. Однако при измерении дальности многих объектов необходим линейный закон модуляции, выдерживаемый достаточно строго (см. § 16.3).

Линейный закон нужен и при автоматическом сопро­ вождении одиночного объекта по дальности, которое в ЧМ-дальномерах сводится к автоматическому удержанию частоты биений в полосе пропускания узкополосного фильтра. Автоматическое сопровождение позволяет сделать систему узкополосной. Это снижает влияние помех по сравнению с неперестраиваемым усилителем с полосой пропускания, охватывающей весь диапазон возможных частот биений, тогда как в каждый момент времени спектр биений занимает лишь небольшую часть полосы.

Одну из распространенных схем автоматического со­ провождения по дальности применяют при сравнительно медленном изменении расстояния, например в ЧМ-высото- мере при выполнении условия FD>FV. В обычную схему частотного дальномера вводят блок управления, изменя­ ющий FM или Wf так, чтобы частота биений поддержива­ лась равной частоте настройки усилителя биений F60 при изменении дальности D в заданном диапазоне:

D(t), снимается с блока управления. Находят примененйе и другие варианты схем автосопровождения. В одном из них осуществляют автоподстройку гетеродина, что имеет преимущества, поскольку система автосопровождения охва­ тывает лишь приемную часть системы.

349

о

Рис. 16.3

При использовании следящего гетеродина, частота которого изменяется так, что разность /и(?)-/г(?)=/о_/го = =/„ч0 остается постоянной (рис. 16.3), усиление сигнала в приемнике ЧМ-дальномера переносится, на промежуточ­ ную частоту /пч0. Это позволяет избавиться от воздействия низкочастотных помех, вызванных, например, вибрациями, которые испытывает аппаратура при размещении на движу­ щемся объекте. Для измерения дальности и скорости одиночного объекта в этом случае можно использовать частотный дискриминатор, настроенный на /пч0. Постоян­ ная составляющая напряжения на выходе дискриминатора пропорциональна Fv, а составляющая на частоте модуля­ ции— Fd. Таким образом, с помощью фильтра нижних частот и фильтра, настроенного на частоту Гм, можно выделить напряжения, пропорциональные Vr и D объекта. При этом устраняется дискретность отсчета дальности и появляется возможность измерения малых дальностей, чему мешало воздействие низкочастотных помек при непосредственном усилении на низкой частоте в простейшей схеме ЧМ-дальномера.

§ 16.3. ИЗМЕРЕНИЕ ДАЛЬНОСТИ МНОГИХ ОБЪЕКТОВ

При наличии в зоне облучения антенны РЛС нескольких объектов, находящихся на различных дальностях н движу­ щихся с различными скоростями, на вход. приемника поступает спектр частот, составляющие которого определя­ ются дальностями и скоростями объектов. Для обнаруже­ ния объектов и измерения их дальностей и скоростей необходимо произвести анализ спектра частот принимае­ мого сигнала. Для анализа используют анализаторы спектра как параллельного, так и последовательного типа.

Анализатор параллельного типа имеет набор фильт­ ров, частоты настройки которых установлены с шагом пррядка полосы пропускания фильтра AF, выбираемой в соответствии с заданной точностью и разрешающей способностью по дальности; число фильтров п определяется диапазоном анализируемых частот биений Fa = Г6маа<,- Г6мяя.

350