Литература / Гришин Ю.П., Ипатов В.П., Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы (1990)

Рис. 12.7

Структура такой системы от аналогового входа, на который подается сигнал u^t) с выхода фазового (когерентного) детектора приемника, до аналогового вы­ хода, с которого импульсы движущейся цели u2(t) и не подавленные фильтром остатки помехи поступают на индикатор РЛС и вторичную обработку, представлена на рис. 12.7.

Импульсный элемент ИЭ осуществляет дискретизацию видеоимпульсов поступающих на вход цифровой ЧПК с выхода фазового (когерентного) детектора прием­ ника РЛС. Желательно выбрать период дискретизации Та таким, чтобы за время действия импульса тя иметь две

преобразуют в соответствующий цифровой код (цифровое слово) с учетом знака ujz).

С выхода АЦП код вводят в устройство цифровой памяти (например, регистр), с каждым тактом он продви­ гается на нем на Та. Через период повторения Тп задержанные цифровые слова вычитаются из текущих значений выборок непосредственно на выходе АЦП, в ре­ зультате чего происходит компенсация импульсов помехи, представленных в цифровой форме. С помощью ЦАП сигналы движущихся целей и остатки неподавленных помех восстанавливается в аналоговой форме и отображаются на экране индикатора с яркостной модуляцией луча ЭЛТ.

Таким образом, рассмотренная цифровая схема являет­ ся эквивалентом однократной аналоговой схемы ЧПК.

Приведем некоторые соображения по выбору основных параметров цифровой схемы ЧПК *.

* Для более подробного ознакомления см., например: Фин­

кельштейн М. И. Основы радиолокации. — М.: Радио и связь, 1983.

271

mcr. Число разрядов г определяется необходимым числом уровней квантования нк = (“макс~ исходя из динами­ ческого диапазона сигнала (имакс — пмин) и шага квантования Ли. При выборе шага квантования Ли равным средне­ квадратическому значению собственных шумов приемника ош, которое ограничивает и значения имии, Аи = имин =

=ош. Отсюда необходимое число уровней квантования

атребуемая разрядность АЦП

ЧПК. Как известно, при шаге квантования Ли дисперсия шума квантования при равномерном распределении равна Ли2/12. При вычитании происходит удвоение дисперсии шума квантования, поэтому на выходе схемы ЧПК g2ik = Au2/6. Так как максимальная амплитуда напряжения помехи на входе схемы ЧПК б7пмакс«нкАи, а мощность

вого фильтра. Если выразить qn в децибелах, то получим соотношение

характеризующее максимальное возможное подавление по­ мехи. Разрядность АЦП г и емкость памяти M=mcr выбирают так, чтобы потери, связанные с квантованием, сказывались на эффективности системы СДЦ меньше, чем другие параметры РЛС, влияние которых на качество работы системы СДЦ рассматривается далее.

272

§ 12.4. ЭФФЕКТИВНОСТЬ СИСТЕМЫ СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ И ЕЕ ЗАВИСИМОСТЬ ОТ ПАРАМЕТРОВ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАНЦИИ

Для характеристики эффективной работы системы СДЦ можно использовать введенный ранее коэффициент по­ давления пассивных помех кп. Однако более полной характеристикой качества работы системы является коэф­ фициент улучшения отношения сигнал/помеха при про­

Значение кт зависит от изменений спектра сигналов движущихся целей и пассивных помех, вызванных пере­ мещением пассивных отражателей относительно друг друга и РЛС, вращением ДНА при обзоре, нестабильностью частоты передатчика и гетеродинов приемника РЛС, а так­ же других ее параметров.

Рассмотрим влияние указанных факторов на эффектив­ ность систем СДЦ с череспериодной компенсацией сигна­ лов и требования, предъявляемые к некоторым параметрам РЛС.

Стабильность частоты гетеродинов и генератора высокой

частоты. Разность фаз колебаний сигнала и когерентного гетеродина (см. рис. 12.2) зависит от частоты /„ и времени распространения сигнального импульса до объекта и об­

одного из гетеродинов изменится на А/ за период

£7С подаются на когерентный детектор, на выходе которого образуются биения

273

перейти к конечным приращениям, используя Д L/6 вместо d *

ДU&I и6в = Acpsin ср.

Вточках максимальной чувствительности системы к изме­ нению фазы sinфsal и Д17б/176о«Дф.

Следовательно, если из-за ухода частот гетеродинов за период повторения Тп появляется паразитный набег фазы в Дф радиан, то это может привести к изменению амплитуды биений за период Тп вплоть до Дф[/бо. Такое различие амплитуд импульсов, разделенных интервалом Т„, приведет к появлению на выходе компенсатора остаточного (нескомпенсированного) фона от неподвижной цели Д1/6/£/6о. Считая допустимым фон Д Г/6/{76оя; Дф<0,06, определим с помощью (12.18) допустимую скорость ухода частоты гетеродинов:

20 кГц/с. При ЧПК имеет значение уход частоты за период повторения Тп, который в рассматриваемом случае AAon = (d//dr),TO„r„ = 20 Гц. Допустимая скорость ухода ча­ стоты может быть сравнительно легко достигнута в ко­ герентном гетеродине, работающем на сравнительно низ­ кой промежуточной частоте (десятки мегагерц), и с боль­ шими трудностями—в местном гетеродине, работающем на высокой частоте (тысячи мегагерц).

Когерентный гетеродин должен быть достаточно ста­ бильным не только по частоте, но и по начальной фазе колебаний (постоянство параметра фазирования), а его частота /ж должна быть равна промежуточной /пч. При неточной настройке видеосигнал содержит несколько пери­

одов биений л = (/к—/пч)ти> чТО нарушает работу компен­ сатора. Для удовлетворительной работы необходимо вы­ полнение условия 1/4ти, при котором в пределах видеоимпульса укладывается не более четверти периода биений.

274

Требования к стабильности частоты генератора высо­ кой частоты менее жесткие, чем для местного гетеродина, так как для первого существенным является уход частоты только за длительность импульса т„, значительно меньшую периода Тп.

Следует заметить, что нестабильность частоты генера­ тора высокой частоты и гетеродинов не единственная причина неполного подавления помехи. Для получения остаточного фона помехи, не превышающего уровня 0,06, к стабильности частоты предъявляются еще более высокие требования. Дополнительно накладывается требование мак­ симально допустимого ухода частоты за время дли­ тельности импульса (А/Я)доп что необходимо для исключения изменения амплитуды сигналов неподвижных объектов, вызванных биениями из-за различия частот в пределах импульса.

Модулятор РЛС с СДЦ должен обеспечить заданную форму и амплитуду модулирующих импульсов, стабильную длительность и равенство периода повторения импульсов

прямоугольную форму модулирующих импульсов, так как при этом легче выполнить условие неизменности частоты колебаний генератора высокой частоты на протяжении импульса.

При изменении длительности импульса за период повторения на Дт„ после вычитающего устройства также остаются нескомпенсированные остатки, допустимый уро­ вень которых определяет требования к стабильности т„.

Влияние флуктуаций амплитуды сигналов. Сигналы

неподвижных объектов обычно не имеют строго постоян­ ной амплитуды из-за флуктуаций их эффективной площади рассеяния. Кроме того, большинство мешающих объектов не являются совершенно неподвижными (деревья, кусты и т. п.) и отраженный ими сигнал имеет доплеровское смещение частоты. Поэтому даже при идеальном выборе параметров системы СДЦ не удается полностью избавиться от фона местных предметов. Кроме случайных флуктуаций амплитуды сигналов при работе РЛС в режиме обзора сказывается также изменение амплитуды по закону, опреде­ ляемому формой вращающейся ДНА.

Собственное движение РЛС со скоростью Ис приводит к смещению частоты сигналов, отраженных элементарными отражателями, зависящему от угла а0 между направлением движения и осью ДНА РЛС:

275

ГИс = —^с°5а0.

■%

Влияние флуктуаций пассивной помехи, обусловленных движением РЛС, превосходит влияние флуктуаций, вызван­ ных другими причинами. Однако практически следует рассматривать воздействие всех взаимодействующих факто­ ров, что усложняет задачу.

Из изложенного ясно, что коэффициент подавления кп (12.7), определяющий и коэффициент улучшения ксп (12.17), уменьшается с ростом остаточного фона на выходе

схемы вычитания А17= ^/АU^ + AL’a + 4-А17вс1, обус­ ловленного изменением амплитуды сигналов из-за флук­ туаций отражений от элементарных отражателей (А1/ф), вращения антенны (АСД движения РЛС (А (7С) и нестабиль­ ностей параметров системы (АСпст). Коэффициент подав­ ления уменьшается при расширении спектра флуктуаций. Коэффициент подавления помех однократной схемой ЧПК при наличии флуктуаций, вызываемых движением элемен­ тарных отражателей и вращением антенны, не превышает 30 дБ. При движении РЛС и отсутствии мер компенсации значение к„ резко снижается.

Практика показывает, что хорошая наблюдаемость отметок движущихся целей на экране обеспечивается при кп = 25 4- 30 дБ, что соответствует относительному остаточ­ ному фону помех 6 — 3%. Из этого условия обычно и исходят при определении требований к параметрам системы СДЦ.

§ 12.5. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ЭФФЕКТИВНОСТИ СИСТЕМ СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

Цифровая реализация схем формирования и обработки сигналов позволяет существенно улучшить характеристики РЛС, в частности их защищенность от пассивных помех. Для этого наряду с применением сложных сигналов с внутриимпульсной модуляцией и ФАР, обеспечивающих повышение пространственной селекции целей, используют системыСДЦ с более совершенными характеристиками.

Для повышения эффективности систем СДЦ современ­ ных РЛС применяют различные методы. Рассмотрим наиболее действенные из них.

Устранение зон слепых скоростей. Этого можно достиг­ нуть как вобуляцией периода повторения Тл зондирующих импульсов, так и изменением нх несущей частоты

276

Так, в одной из РЛС, использующей нерекурсивный цифровой трехимпульсный фильтр подавления, зондирующие импульсы излучаются сериями из трех импульсов. В первой серии период повторения импульсов Тп, во второй Тп + А Т1,

+ 3(ГЛ +АТ2) = 10 Тл, серии повторяются в том же порядке. Если время облучения каждого элемента разрешения равно или превышает То, то зона слепых скоростей устраняется, при этом ограничивая возможности повыше­

ния скорости обзора.

Устранить зоны слепых скоростей можно и изменением несущей частоты зондирующих импульсов с одновремен­ ным изменением частоты местного гетеродина. При чередо­ вании двух частот можно обнаружить цель, даже если

еескорость на одной из частот будет слепой.

Формирование карты мешающих отражений. Форми­

рование карты мешающих отражений в оперативном запоминающем устройстве является одним из способов стабилизации уровня ложных тревог путем автоматической установки порога обнаружения в соответствии с усред­ ненным уровнем сигнала за предыдущие обзоры, записан­ ные для каждого элемента (или группы элементов) разре­ шения, где пороговый уровень превышен. Эти усредненные сигналы в блоке памяти и называют картами мешающих

отражатели по крайней мере в течение времени усреднения. Такие карты облегчают подавление отражений от земной поверхности и местных предметов, дающих устойчивые отражения в одних и тех же элементах разрешения. При этом используется межобзорная корреляция таких отраже­ ний для отделения их от флуктуаций помех путем установления порога радиальной скорости объекта, ниже которого отражения от объекта считаются мешающими.

Пороговое значение скорости, время хранения карты и постоянная времени сглаживания при необходимости могут регулироваться оператором на основе изображения на экране ИКО.

Достаточно универсальной является трехканальное уст­ ройство обработки сигналов в РЛС, содержащее канал без компенсации, канал с подавлением отражений от местных предметов и канал с адаптивным подавлением отражений от гидрометеоров.

277

Основой работы системы является применение карты помех, частично обновляемой с каждым обзором, и опре­ деление доплеровского сдвига для каждого элемента раз­ решения. Полученную информацию используют для ав­ томатической подстройки полосы режекции адаптивного фильтра подавления помех. Обновляемую карту помех применяют также для адаптации порога обнаружения с целью стабилизации уровня ложных тревог. В системе предусмотрено считывание из памяти значений весовых коэффициентов фильтра подавления, соответствующих те­ кущему значению временных интервалов между импуль­ сами сигнала при вобуляции периода повторения зонди­ рующих импульсов, что позволяет максимизировать коэф­ фициент подавления помех системой.

Для реализации этих функций вычислительное устрой­ ство системы должно иметь большую емкость памяти и быстродействие.

Адаптивная компенсация помех. Качество работы сис­ тем СДЦ ухудшается в условиях нестационарных помех, например отражений от гидрометеоров. Для подавления подобных помех все шире применяют адаптивные устрой­ ства СДЦ. Адаптивную компенсацию осуществляют как во временной, так и в частотной области. В последнем случае входные сигналы компенсатора преобразуют в ча­ стотную область с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ), с использованием алгоритмов быстрого преобразования Фурье (БПФ).

Развитие алгоритмов БПФ способствовало примене­ нию цифровой обработки сигналов в частотной области, разработке новых алгоритмов (нс использовавшихся в ана­ логовых системах) и, в частности, созданию адаптивных подавителей коррелированных помех, развитию азиму­ тально-корреляционной обработки и совершенствованию устройств стабилизации уровня ложных тревог.

Применительно к системам СДЦ с однократной и дву­ кратной ЧПК БПФ позволяет производить амплитудное взвешивание сигналов и получать подавление пассивных помех на 20 — 60 дБ в зависимости от ширины энергети­ ческого спектра помех и доплеровской частоты цели. Из-за отсутствия априорной информации о скорости цели применяют равномерную АЧХ фильтра СДЦ во всем диапазоне возможных доплеровских частот целей. Харак­ теристики обнаружения можно улучшить перекрыв этот диапазон узкополосными фильтрами. Эти фильтры прн цифровой обработке могут быть реализованы с помощью

278

ДПФ, эквивалентного полосовой фильтрации. Большой уровень боковых лепестков АЧХ, которые образуются при ее формировании, можно снизить путем умножения входных сигналов на весовую функцию, что соответствует свертке спектра сигнала со спектром весовой функции. Так, при использовании весовой функции Хемминга 2, = 0,54—0,46 х xcos(2nz/A), где z = 0,l, ..., N—l, уровень боковых лепестков АЧХ уменьшается с 13 до 37 дБ по отношению к основному.

На рис. 12.8, а представлена упрощенная схема приме­ нения ДПФ с последующей азимутально-корреляционной обработкой для подавления отражений от гидрометеоров. В оперативном запоминающем устройстве ОЗУ! в цифро­ вой форме хранятся две квадратурные составляющие видеосигналов с выхода фазовых детекторов приемника РЛС. Блок ДПФ осуществляет преобразование Фурье по восьми точкам. Выходной сигнал возводят в квадрат (переход к мощности Р) и записывают в ОЗУ2. Далее сигналы для каждого текущего (/-го) элемента разрешения и для каждой доплеровской частоты усредняют по восьми азимутальным дискретам а,-, /=1, 2, 3, 4, расположенным симметрично относительно а0. При этом находят среднюю

мощность помехи Рср=- £ (Рц+Р-и) в l-м элементе разре- 8<=1

шения по дальности. Затем определяют разность между мощностью сигнала (или помехи) в l-м элементе на

Ксхеме сравнения

спорогом

Рис. 12.8

279

мощностью Рср. Эту разность сравнивают с порогом, при превышении которого принимают решение о наличии цели. Таким образом, выборки сигнала для азимутально­ корреляционной обработки берут через несколько периодов повторения (восемь в рассмотренном алгоритме), что при усреднении обеспечивает сглаживание помехи и повышает вероятность обнаружения цели. При использовании ДПФ выходной сигнал максимален, если доплеровская частота принимаемых сигналов совпадает с одной из выходных частот ДПФ, и минимален, если она равна среднему двух смежных выходных частот, причем разцость между ними составляет около 3 дБ.

Результаты испытаний показывают, что при использо­ вании в РЛС антенны с круговой поляризацией и азиму­ тально-корреляционной обработки с ДПФ подавление отражений от гидрометеоров достигает 30 дБ, что позво­ ляет реализовать автоматическое обнаружение целей, при котором требуется большое отношение сигнала к помехе.

В рассмотренном случае решалась конкретная задача улучшения достоверности обнаружения сигнала в условиях воздействия отражений от гидрометеоров с помощью специализированного вычислителя.

действии пассивных помех различного вида: отражений от земной поверхности, местных предметов, гидрометеоров и металлизированных лент. Разработаны достаточно эффек­ тивные алгоритмы решения этих задач. Однако их реализация возможна при наличии высокоскоростных многоразрядных АЦП и вычислителей с большим бы­ стродействием и емкостью памяти. В связи с этим остается также актуальной задача разработки простых (подоптимальных) методов обработки сигналов и эф­ фективных процедур сокращения вычислительных затрат при их реализации, а также дальнейшее совершенствование методов пространственно-временной селекции сигналов для уменьшения загрузки вычислительных устройств по­ меховыми сигналами.

9 Каковы возможные способы уменьшения влияния пассивных

•помех на наблюдаемость радиолокационного сигнала?

Вчем заключается принцип СДЦ?

Вчем отличие систем СДЦ с внешней и внутренней когерентностью?

280