Литература / Гришин Ю.П., Ипатов В.П., Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы (1990)

вобуляция (изменение) частоты повторения или работа на двух несущих частотах. В импульсных РЛС высокочастот­ ные колебания излучаются в течение длительности зон­ дирующего импульса т„. Всю остальную часть периода повторения (7"п — т„) они отсутствуют и опорные колебания (когерентные с излучаемыми), необходимые для выявления доплеровского приращения частоты принимаемых отра­ женных импульсов, создаются в системах СДЦ специально. Такие системы называют когерентно-импульсными систе­ мами СДЦ с внутренней когерентностью. В системах СДЦ с внешней когерентностью в качестве опорных используют высокочастотные колебания сигналов, отражен­ ных от неподвижных отражателей, расположенных в преде­ лах разрешаемого объема, в котором находится и дви­ жущаяся цель.

Системы СДЦ с внутренней и внешней когерентностью

системы СДЦ обоих типов будут рассмотрены в дальнейшем. Спектр импульсного сигнала, отраженного неподвиж­ ным объектом, совпадает со спектром зондирующего импульса. Спектр импульсного сигнала, отраженного от движущегося объекта (рис. 12.1), сжимается при удалении объекта или растягивается при его приближении, так как все частоты спектра импульса изменяются в (1+2Ц./с) раз. Это означает, что отраженные от движущейся цели

261

= ти/(1+2Кг/с). Для выделения сигналов движущейся цели можно использовать изменение любого из этих параметров. Однако практически реализуемо только смещение централь­ ной частоты, а точнее, изменение фазы высокочастотного заполнения импульсов за период повторения Тп, так как из-за малости абсолютного изменения частоты по­ вторения Fn или длительности импульсов ти выявить их трудно.

Когерентно-импульсные системы СДЦ с внутренней когерентностью. Системы СДЦ с внутренней когерент­ ностью различают по способу формирования когерентных опорных колебаний во время приема отраженных радио­ сигналов.

В РЛС, имеющих передающее устройство с независи­ мым возбуждением, высокочастотные колебания задающего генератора, работающего непрерывно, используются в ка­ честве опорных непосредственно или после умножения до частоты, на которой происходит сравнение с частотой принимаемых сигналов (рис. 12.2, а).

При применении в передающем устройстве генератора высокой частоты с самовозбуждением в качестве источника когерентных опорных колебаний служит специальный гене­ ратор, фазируемый колебаниями генератора передатчика в течение длительности импульса т„. Такой генератор называют когерентным гетеродином. Когерентный гете­ родин работает на частоте сравнения, на которой проис­ ходит выделение доплеровского смещения частоты при­ нимаемых сигналов. Чаще всего частотой сравнения яв­ ляется промежуточная частота приемника /пч. Такая схема (рис. 12.2, б) получила широкое распространение, поэтому на ее работе следует остановиться подробнее.

Напряжение колебаний, генерируемых генератором вы­ сокой частоты, для любого периода повторения

ив(/)= t/Bcos(2n/Bz —<ри) для 0<Z<rB.

Напряжение сигнала, отраженного неподвижным объектом, “си(0 = 4* cos [2л/„ (г - td)- <р„ - <pOI] = С7с cos [2л/„(t- 2£>/с) - -Фв-Фот]-

Для движущейся цели (при той же дальности и ЭПР) напряжение сигнала

/2К\

“елW = Uccos [2л/в I 1 + -у■ I (г - то) - <р„ - <p„] = Uc cos [2л (/„ +

262

где f, — частота излучаемых колебаний; Fv = 2VrfJc — доп­ леровское смещение частоты; тв=2£>/с— временная за­ держка сигнала, отраженного объектом, расположенным на дальности Z>; <рв — начальная фаза излучаемых колеба­

жуточную частоту /пч = (/с —/м)> на которой работает и когерентный гетеродин. Для фазирования когерентного гетеродина частота колебаний генератора высокой частоты предварительно понижается с помощью’ смесителя фази­ рования до промежуточной /к = /пч. Напряжение на выходе когерентного гетеродина ик(/)= t/Kcos(2n/Kz —<рк). Для улуч­ шения фазирования колебания когерентного гетеродина прерываются схемой управления незадолго до очередного импульса генератора высокой частоты и возобновляются после установления колебаний генератора. Время работы когерентного гетеродина в каждом периоде повторения должно превышать время запаздывания тВмаас = 2£>маас/е, соответствующее максимальной дальности действия РЛС в режиме СДЦ.

Напряжение когерентного гетеродина служит опорным в когерентном (фазовом или синхронном) детекторе отра­ женных сигналов.

Если при фазировании когерентного гетеродина раз­ ность фаз когерентного гетеродина и фазирующих колеба­ ний фф (параметр фазирования) сохраняется от импульса к импульсу постоянной, то амплитуда импульсов сигнала после детектора от неподвижных объектов будет постоян­ ной, что и является определенным признаком при распо­ знавании движущихся и неподвижных целей.

При наблюдении целей на экране индикатора с линей­ ной разверткой амплитуда сигнальных видеоимпульсов движущейся цели меняется с частотой доплеровского смещения, отметка цели на экране симметрична относи­ тельно линии развертки и заштрихована вследствие изме­ нения амплитуды, в то время как отметка неподвижного объекта является односторонней и имеет постоянную амплитуду.

В современных РЛС индикаторы с линейной разверт­ кой используют редко, поэтому сигналы неподвижных объектов предварительно подавляются в специальном ком­ пенсирующем устройстве, построенном, например, по прин­ ципу вычитания очередного импульса на выходе когерент­

264

ного детектора из предшествующего. При идеальном подавлении остаются только сигналы движущихся целей, которые затем воспроизводятся на экране индикатора с яркостной модуляцией луча (например, ИКО) или подвергаются дальнейшей обработке с целью извлечения

рентностью. Использование в системах СДЦ с внешней когерентностью в качестве опорных колебаний отраженных сигналов неподвижных отражающих объектов, находящих­ ся в том же разрешающем элементе, что и движущаяся цель, было бы идеальным решением задачи СДЦ, особенно при наличии собственной скорости РЛС, которую в си­ стемах с внутренней когерентностью приходится специ­ ально компенсировать соответствующим смещением часто­ ты когерентного гетеродина, что не так просто при изменениях собственной скорости и направления на объект.

Однако колебания, отраженные от множества непо­ движных отражателей (например, от земной поверхности), называемых фоновыми, флуктуируют по амплитуде, частоте и фазе. Поэтому эффективность системы СДЦ с внешней когерентностью обычно ниже, чем с внутренней. В резуль­ тате биений сигнала движущейся цели с отражениями от фона амлитуда сигнальных импульсов на выходе детектора изменяется с доплеровской частотой, что и используется для выделения движущейся цели (точно так же, как и в системе с внутренней когерентностью) непосредственно на экране индикатора с линейной разверткой или с по­ мощью компенсирующего устройства.

Следует заметить, что в системах СДЦ с внешней когерентностью отсутствие фона, т. е. опорных колебаний, может привести к потере сигнала движущейся цели, если не принято надлежащих мер, например автоматического отключения устройства СДЦ.

§12.3. АНАЛОГОВАЯ И ЦИФРОВАЯ ФИЛЬТРАЦИИ

ВСИСТЕМАХ СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

Наиболее простым фильтром подавления пассивных помех является череспериодный компенсатор, в котором осущест­ вляется череспернодное вычитание сигнала, т. е. из отра­ женных сигналов, принимаемых в текущий период повто­ рения, вычитаются сигналы, задержанные с помощью

265

сирующего устройства разность, значение которой опре­ деляется набегом фазы за период повторения A<p = 2TtFr7’]].

Нетрудно показать, что такой череспериодный компен­ сатор представляет собой гребенчатый фильтр. Действи­ тельно, его функцию передачи можно записать в виде

K(f)=l-e~j2K/T-

У

на частотах кратных Fn (рис. 12.3, б). Изменение положения нулей может быть получено путем включения фазовраща­ теля после линии задержки. Таким образом, при периоди­ ческом сигнале мешающие отражения от неподвижных объектов полностью подавляются, поскольку их спектраль­ ные составляющие имеют частоты как раз nF„. Следова­ тельно, если сигнал движущейся цели имеет доплеровское

будут «слепыми». Наоборот, при Fy = 0,5(2n + l)Fn условия наблюдения движущейся цели наиболее благоприятны, т. е. радиальные скорости цели

являются оптимальными.

Эффективность СДЦ характеризуется коэффициентом подавления помехи

266

Ш/W

о

(12.7)

О

который в случае череспериодной компенсации (ЧПК) растет при концентрации спектра помехи gn(f) вблизи частот nFn.

При неподвижном объекте и бесконечной периодичес­ кой последовательности спектр имеет вид 5-функций на

В реальных РЛС время облучения объекта в процессе обзора конечно и принимаемый сигнал оказывается не бесконечной периодической последовательностью, а паке­ том из N импульсов. При этом отдельные спектральные линии расплываются и полного подавления отражений от неподвижных объектов ЧПК не обеспечивает.

Для лучшего согласования ширины провалов АЧХ фильтра подавления со спектром помехи используют схему

частот nFn расширяются, что обеспечивает лучшее подавле­ ние помехи с широкими гребнями спектра.

267

АЧХ этой схемы аналогична предыдущей.

Иногда схемы однократной и двукратной ЧПК назы­ вают двухимпульсной и трехимпульснои схемами подав­ ления.

Необходимо подчеркнуть, что к точности и стабиль­ ности характеристик элементов системы СДЦ предъявляют весьма жесткие требования, например, высокая точность сохранения равенства т3=Гп для линии задержки ЧПК, а также высокая степень идентичности амплитуды и формы сигналов в каналах ЧПК. Для получения достаточно большого времени задержки т3 = 7"п и сохранения формы импульса при его задержке в аналоговых компенсаторах используют ультразвуковые линии задержки с полосой Д/,3>1/т„. Такие линии имеют большое затухание (более 80 дБ), для компенсации которого в канал задержки последовательно включают усилитель. Для идентичности каналов такой же усилитель вводят и в другой канал («незадержанный»). Для выравнивания коэффициентов уси­ ления применяют и аттенюатор с затуханием, равным затуханию в линии задержки. Для эффективной работы схемы ЧПК такой баланс должен поддерживаться при широком изменении условий эксплуатации, что предста­ вляет достаточно сложную техническую задачу. В резуль­ тате аналоговые фильтры получаются дорогими и недоста­ точно надежными. Поэтому в настоящее время предпочте­ ние отдается цифровым фильтрам подавления. Перспекти­ вны также фильтры, в которых функция линии задержки гребенчатого фильтра выполняют приборы с зарядовой связью (ПЗС).

Цифровые фильтры подавления. При цифровой обра­ ботке выборки сигнала, следующие с интервалом дискре­ тизации по времени, с помощью аналого-цифрового пре­ образователя (АПЦ) преобразуются в соответствующие числа, представленные обычно в двоичном коде. Эти числа в цифровом процессоре (например, в арифметическом устройстве ЭВМ) подвергаются весовой обработке в соот­ ветствии с алгоритмом решаемой задачи.

268

Рис. 12.5

Фильтр СДЦ является режекторным фильтром, устра­ няющим из спектра частоты вблизи nFn, что обеспечивает­ ся, как показано ранее, задержкой сигнала и весовым суммированием. В цифровом виде просто осуществить задержку на несколько периодов и сравнительно не сложно изменять весовые коэффициенты, что позволяет не только оптимизировать АЧХ фильтра подавления, но и управлять

Рассмотрим структуру и передаточную функцию нере­ курсивного * (без обратных связей) цифрового режекторного фильтра, который чаще всего используют в системах СДЦ.

С помощью ^-преобразования передаточную функцию, называемую системной, любого нерекурсивного фильтра

что соответствует АЧХ однократного (двухимпульсного)

компенсатора ^2 —2 cos 2л/Тп = 21 sinn/Tn |.

Цифровой фильтр с двумя весовыми коэффициентами at=-2 и а2=1 имеет АЧХ вида 4sin2n/Tn, т. е. соответ­ ствует двукратной (трехимпульсной) схеме ЧПК.

В общем виде структуру нерекурсивного режекторного фильтра можно представить в виде лестничной схемы

269

не повышая его порядка. Так, в рекурсивном фильтре первого порядка (рис. 12.6, а) использование обратной связи с коэффициентом обратной связи 0 < О (использование кроме 0 в точке z = 1 еще и полюса в точке z = 0) дает возможность расширить зону подавления вокруг частот nFn. Действительно, передаточная функция такого фильтра имеет вид

Таким образом, в рекурсивном фильтре первого порядка при наличии лишь одного элемента памяти можно получить АЧХ, близкую к АЧХ нерекурсивного фильтра второго порядка, причем изменением коэффи­ циента обратной связи можно менять ширину зоны подавления. Это достигается за счет циркуляции импульсов в цепи обратной связи.

Рассмотрим основные требования к выбору параметров цифровой системы СДЦ на примере цифровой двухимпульсной схемы подавления помех на нерекурсивном фильтре (однократная цифровая ЧПК).

270