Литература / Nezlin

Добавил:

MagnuM Закончил бакалавриат по специальности 11.03.01 Радиотехника в МИЭТе. Могу помочь с выполнением курсовых и БДЗ по проектированию приемо-передающих устройств и проектированию печатных плат. Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Национальный исследовательский университет «МИЭТ»

Предмет:

Радиотехнические системы

Файл:

Преобразователь

Преобразователь

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

10.09.2023

Размер:

1.49 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 34 / 124 5 6 7 8 9 10 11 12 > Следующая >>>

·с частотной модуляцией или с фазовой манипуляцией.

2.5.1. Радиолокаторы с немодулированной несущей частотой

Начнем рассмотрение с простейшей РЛС НИ (рис.2.20), которую можно использовать для обнаружения объектов на небольших расстояниях.

	f0					f0
Передатчик		Циркулятор


					f0 + f		д
			f0 + f		f0 + f		д
			f0 + f	д

Смеситель

f д

Усилитель

ФВЧ

Рис.2.20. Блок-схема простейшей РЛС с непрерывным излучением

Передатчик генерирует гармонический сигнал на частоте f0 . Принятый сигнал от движущейся цели имеет частоту f0 + f д , где f д = 2VlR . Напряжение сигнала цели после смесителя имеет частоту f д , так как в данной

схеме в качестве гетеродинирующего напряжения используется часть излучаемого сигнала. Доплеровское смещение частоты чаще всего лежит в диапазоне от нескольких десятков герц до 100 килогерц. Например, при скорости движения объекта 600 м/с и длине волны 10 см

f д = 2 ×0,1600 =12 кГц.

Частотную характеристику усилителя доплеровских частот желательно согласовать со спектром отраженного сигнала. Если длительность отраженного сигнала ограничена величиной T0 (вследствие

вращения антенны или вследствие заданного времени обнаружения объекта), то в качестве квазиоптимального можно использовать полосовой фильтр с полосой пропускания

Df » 1 .

Часто диапазон доплеровских частот

DF д >> f .

В этом случае оптимальное решение заключается в применении гребенки из m фильтров с полосой пропускания каждого фильтра, равной Df . Гребенка должна перекрывать диапазон частот DFд , поэтому

m = DDFf д .

Сигнал с каждого фильтра гребенки детектируется и сравнивается с порогом. Номер фильтра i, на выходе которого обнаружен сигнал, дает приближенную оценку доплеровского смещения частоты

f дi » f дmin + (i -1)Df .

Если требуется обнаруживать и сопровождать один объект, то иногда в усилителе используют следящий фильтр с полосой пропускания Df .

Следящий фильтр строится на базе устройства частотной или фазовой автоподстройки частоты генератора, управляемого напряжением (ГУН). На рис.2.21 представлена схема следящего фильтра с частотной автоподстройкой. В этой схеме частота настройки фильтра F постоянна и совпадает с нулем характеристики частотного дискриминатора. Сигнал с выхода усилителя преобразуется в балансном

модуляторе на частоту f д + fg . Если f д + fg ¹ F , напряжение на выходе дискриминатора Uд ¹ 0 , что приводит к перестройке частоты ГУНа вплоть до выполнения равенства

f д + fg = F .

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

При этом полезный сигнал без потерь проходит через полосовой фильтр. Измерив частоту fg , можно определить доплеровское смещение по формуле

f д = F − fg .

f д

Усилитель

Балансный

ГУН

модулятор

fg + f д

Полосовой

фильтр F

Выход

Частотный

дискриминатор

Рис.2.21. Схема устройства со следящим фильтром

Отличительная особенность простейших РЛС НИ (см. рис.2.20 и 2.21) состоит в том, что тракт приемника начинается с усилителя низкой частоты. Такое приемное устройство имеет весьма низкую чувствительность. Причиной этого является возрастание спектральной плотности шума (коэффициента шума) смесителя и усилительных каскадов на низких частотах. Изучение шумовых свойств различных электронных приборов показывает, что в области частот, меньших 1 МГц, кроме теплового и дробового шумов, присутствует составляющая шума (фликкер-шум), спектральная плотность которой обратно пропорциональна частоте.

Помимо низкочастотного шума, чувствительность приемника может ухудшаться из-за наличия виброшума в радиолокаторах, расположенных на подвижных объектах. С пониженной чувствительностью приемника мирятся в тех случаях, когда не требуется большая дальность обнаружения объекта, а важнейшим параметром радиолокатора являются его габаритно-весовые характеристики. Если жертвовать чувствительностью приемника нельзя, схему усложняют, переходя к усилению сигнала на промежуточной частоте fпр (рис.2.22).

В этом случае промежуточная частота fпр выбирается в диапазоне от нескольких мегагерц до нескольких десятков мегагерц, что позволяет обеспечить обычное для радиолокационных приемников

значение

коэффициента

шума.

Частотная

избирательность

обеспечивается

f0 + f д

Передатчик

МШУ

− f

Гетеродин

Смеситель

f г + f

Усилитель

Гребенчатый фильтр

. . .

f д1

f д2

f дm

Рис.2.22. Упрощенная блок-схема современной РЛС НИ

рассмотренными выше мерами в усилителе промежуточной частоты и в последующем гребенчатом фильтре. Частота сигнала на i-м выходе гребенчатого фильтра равна f г + f дi . На выходе гребенчатого

фильтра (см. рис.2.22) постоянная частотная подставка fг опущена.

Наиболее существенный недостаток РЛС НИ заключается в присутствии на входе приемника проникающего сигнала, который представляет собой небольшую часть зондирующего сигнала. В

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

импульсной РЛС подобное явление также имеет место, но оно не приводит, как правило, к неприятным последствиям в связи с тем, что импульс передатчика и импульсы отраженных сигналов не совпадают во времени.

Проникающий сигнал в РЛС НИ обычно на несколько порядков превышает сигнал цели. Для характеристики величины проникающего сигнала вводят понятие развязки ν между передатчиком и

приемником. Развязка определяется как отношение мощностей зондирующего Pп и проникающего Pпр сигналов:

				ν =	Pп	.
				ν =		.
S( f )					P
S( f )					пр
		При	использовании одной антенны для излучения и приема
		сигналов	величина ν ,	как правило, не превышает 30 дБ. При
		использовании раздельных передающей и приемной антенн развязка
		определяется уровнем боковых лепестков антенн, расстоянием между
		антеннами, а также естественными или специально установленными
		экранами.	Величина	развязки может			уменьшаться из-за
		переотражения зондирующего сигнала местными предметами,
		находящимися вблизи РЛС. По данным М. Сколника [2], при
f0	f	использовании раздельных антенн реализуются развязки выше 80 дБ.
Рис.2.23. Спектральная плотность		От основной части проникающего сигнала в приемном устройстве
Рис.2.23. Спектральная плотность		нетрудно избавиться способами частотной селекции. Однако ситуация
шума передатчика		осложняется тем, что зондирующий сигнал не полностью
		монохроматичен. Амплитуда и фаза сигнала флуктуируют вследствие
		наличия шумов электронных приборов, используемых в передатчике.

Амплитудные и фазовые флуктуации, называемые соответственно амплитудным и фазовым шумом, вызывают расширение спектра зондирующего сигнала (рис.2.23).

Спектральные составляющие шума передатчика, отстоящие на fд от несущей частоты, попадают в

диапазон доплеровских частот и могут создавать дополнительную (к собственному шуму приемника) помеху. То же относится к фазовому шуму первого гетеродина приемника.

В [10] описаны метод и устройство уменьшения проникающего сигнала в радиолокаторах с немодулированной несущей. Метод сводится к подаче небольшой части мощности передатчика в приемник (с помощью кабеля или отдельной антенны). Поступившее в приемник напряжение вычитается из проникающего сигнала. Амплитуда и фаза поступившего напряжения регулируются таким образом, чтобы минимизировать получившуюся разность и тем самым скомпенсировать проникающий сигнал или его значительную часть.

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

2.5.2. РЛС НИ с линейной частотной модуляцией

Радиолокаторы с непрерывным излучением и модулированной несущей применяют в случаях, когда необходимо измерять дальности целей и разрешать цели по дальности. При этом весьма часто используют периодическую линейную частотную модуляцию (ЛЧМ) треугольной или пилообразной формы (рис.2.24). В некоторых случаях применяют фазовую манипуляцию (ФМ).

Рис.2.24. Треугольная (а) и пилообразная (б) формы частотной модуляции

Серьезным преимуществом ЛЧМ перед ФМ в данной задаче является отсутствие необходимости в доплеровской коррекции. Это связано с гребневидной формой функции неопределенности ЛЧМ. Поэтому ограничимся рассмотрением РЛС с ЛЧМ зондирующим сигналом.

При использовании частотно-модулированной несущей возможны и целесообразны два вида оптимальной обработки отраженного сигнала: согласованная фильтрация или спектральный анализ. В первом случае на выходе согласованного фильтра в конце каждого периода модуляции формируется сжатый импульс. По задержке импульса

tз =	2R	(2.28)
	c

можно определить дальность цели.

Рассмотрим вторую возможность на примере использования ЛЧМ треугольной формы [11]. Для этого обратимся к рис.2.25 и 2.26. На рис.2.25 представлена упрощенная блок-схема радиолокатора. Передатчик излучает сигнал с текущей частотой fn. Вначале рассмотрим прием сигнала, отразившегося от неподвижной цели (fд = 0). Отраженный от цели сигнал в этом случае имеет такой же закон изменения частоты, как и зондирующий, задержанный на величину tз:

f отр (t) = f п (t − tз) .

Передатчик									Цель

Приемник

СМ

f п − f отр

Анализатор спектра Выход

Рис.2.25. Упрощенная блок-схема РЛС НИ с частотной модуляцией: СМ - смеситель

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

f		Tm
f п	f пр	F
	f пр	F
	f отр
tз			t
tз		a
		a
fпр
		б	t
		б
Рис.2.26. Временные диаграммы при fд = 0: а - частота передатчика (сплошная кривая) и частота
отраженного		сигнала	(штриховая
кривая); б - частота преобразованного сигнала
Преобразованный сигнал на выходе смесителя с частотой

f пр (t) = f п (t) − f отр (t)

поступает на анализатор спектра, на выходе которого формируется оценка дальности цели R. Временные зависимости частот fn, f отр и f пр представлены на рис.2.26. На временной диаграмме преобразованного

сигнала (рис.2.26,б) знаками "+" и "–" отмечены соседние половинки периода модуляции. Это сделано для того, чтобы подчеркнуть противоположные изменения фазы на этих интервалах времени. Знак "+" соответствует нарастанию фазового сдвига, знак "–" соответствует уменьшению фазового сдвига. Заметим, что фазовый сдвиг на некотором интервале времени равен интегралу от частоты сигнала. Площади трапеций, отмеченных знаками "+" и "–" на рис.2.26, одинаковы. Следовательно, фазовые сдвиги на этих участках одинаковы по абсолютной величине.

Поскольку набеги фаз имеют противоположные знаки, фазы преобразованного сигнала в начале и конце периода Tm одинаковы. Такой сигнал является периодическим с когерентностью второго рода. Следовательно, спектр этого сигнала дискретный. Спектральные составляющие располагаются на частотах,

кратных Fm = T1 .

На большей части периода модуляции Tm (при соответствующем выборе этого параметра) частота f пр сохраняет постоянное значение

f пр =	F	tз ,	(2.29)

	T

где T = T2m . Объединив формулы (2.28) и (2.29), получим выражение для дальности цели

R = f		cT	.	(2.30)

	пр 2 F

Следовательно, для определения дальности цели достаточно измерить частоту f пр преобразованного

сигнала.

Для оценки величины f пр рассчитаем спектр преобразованного сигнала. При этом несколько упростим задачу, положив, что f пр всюду выражается формулой (2.29).

При fд = 0 спектры периодических импульсных последовательностей, отмеченных знаками "+" и "–",

одинаковы. Рассчитаем спектр первой из этих последовательностей. Форма огибающей спектра совпадает со спектром одного импульса

		sin(		ω − ωпр			T )
S1	(ω) = UT	sin(			2		T )	,	(2.31)
					2
			ω − ωпр
			ω − ωпр
						T
				2		T
				2

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

где U - амплитуда импульса;

ωпр = 2π f пр . Поскольку составляющие спектра находятся на частотах iωm ,

где ωm = 2πFm ,

для получения спектра импульсной последовательности нужно в (2.31)

сделать замену

ω = iωm . Тогда выражение искомого спектра будет иметь вид:

S (iω

sin((ωпр − iωm ) T )

(2.32)

) =UT

(ωпр − iωm ) T

Если

ωпр

- целое

число, то

максимум

спектра

имеет

место при

i =

ωпр

его

величина равна

Smax = UT .

Амплитуды

соседних

(по

отношению

максимальной)

составляющих

определяются

подстановкой в (2.32) значения

i =

ωпр ±1.

ωm

Следовательно, S(ωпр ± ωm ) =

2UT = 2 Smax .

ωпр ± 2 , равны

Амплитуды

следующей

пары

спектральных

составляющих, имеющих

номера

i =

нулю. Полученные результаты иллюстрируются на рис.2.27,а.

ωm

Smax

ωпр

ωm

пр

ωm + 2

ωm −1

ωm

ωпр

ωm

Рис.2.27. Спектр преобразованного сигнала:

ωпр - целое число (а); ωпр

- нецелое число (б)

ωm

Таким образом, основной лепесток спектра преобразованного сигнала содержит небольшое число (в данном примере три) спектральных составляющих. Среди них нетрудно выделить максимальную, частота

которой iωm = ωпр или ifm = f пр .

Более типичная ситуация имеет место, когда ωпр не является целым числом. В этих случаях номер ωm

наибольшей составляющей спектра определяется соотношением

i − ωпр ≤ 0,5 .

ωm

Данная ситуация иллюстрируется на рис.2.27,б.

Отметим характерную особенность рассматриваемого спектра: при изменении дальности цели величина ωпр изменяется непрерывно. Вместе с ωпр изменяет свое положение огибающая спектра. При

этом положения спектральных составляющих не изменяются, но изменяются их амплитуды. Частота f пр , характеризующая дальность цели, измеряется с ошибкой δ f пр , которая не превышает 0,5Fm .

Используя (2.32), найдем максимальную ошибку измерения дальности цели

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

δR

δ f

c .

(2.33)

max

2 F

пр max

Оценим разрешающую способность по дальности. При сближении двух целей их сигналы еще

воспринимаются раздельно, если максимумы их спектров разнесены на величину Df ³ 2 fm . Действительно,

если Df = fm ,

невозможно определить, принадлежит сигнал с таким спектром одной цели или двум целям.

Подставив в

(2.33)

вместо

d f пр

требуемую

разность

частот для

двух целей ( Df = 2 fm ), получим

разрешающую способность

R = c

2 fm

2 F

Рассмотрим теперь общий случай обработки сигнала, отраженного движущейся целью. При f д ¹ 0 частоты

преобразованных сигналов на интервалах, отмеченных знаками "+" и "–", будут различны. Рассматривая рис.2.28,

замечаем,

что

в первом

случае

f пр1 = f пр − f д , а

во

втором -

f пр2 = f пр + f д , где fпр - частота

преобразованного сигнала при

f д = 0 . Как следствие,

составляющие спектра на интервалах "+" смещаются

влево на

fд ,

а на интервалах "–" - на такую же величину вправо. Частоту fпр, необходимую для измерения

дальности цели, можно рассчитать по формуле

f пр = f пр1 + f пр2 .

f п

отр

f д

fпр2

fпр1

Рис.2.28. Временные зависимости частот: а - частоты передатчика (сплошная кривая) и отраженного сигнала

(штриховая

б - частота преобразованного сигнала

кривая);

Если требуется измерять скорость цели, то значение f д рассчитывается по формуле

f д = f пр2 − f пр1 .

Для того чтобы располагать значениями f пр1 и f пр2 , нужно иметь двухканальное устройство для

раздельной обработки преобразованных сигналов, отмеченных знаками "+" и "–". Реализация такого устройства не вызывает затруднений.

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

2.6. Следящие измерители координат цели

Устройства сопровождения цели по угловым координатам, дальности и скорости предназначены для измерения координат, устранения помеховых отражений от нежелательных объектов и частичного уменьшения шума приемника. Такие устройства обычно выполняются в виде следящих систем с астатизмом первого, второго или третьего порядка. Координаты объекта связаны с параметрами отраженного сигнала, дальность цели - с временной задержкой сигнала, скорость - с доплеровским смещением частоты, угловые координаты - с положением фазового фронта сигнала. Поэтому будем использовать как синонимы термины "следящий измеритель координат цели" и "следящий измеритель параметров сигнала".

Следящие измерители могут быть выполнены в виде аналоговых или цифровых устройств. В современной аппаратуре значительно чаще используются цифровые устройства. Поэтому ограничимся рассмотрением устройств этого типа.

2.6.1. Структура следящих измерителей

На входе следящего измерителя присутствует сигнал, являющийся функцией времени и значения измеряемого параметра, который обозначим в общем виде буквой α0 :

U c (t,a0 ) .

В измерителе формируется опорный объект (опорное напряжение или число), сходный с сигналом и содержащий оценку параметра, которую обозначим α. Следящий измеритель состоит из двух блоков: дискриминатора и управляющего устройства (рис.2.29). В дискриминаторе оценка α сравнивается со

значением параметра α0 и величина, пропорциональная их разности (рассогласованию)

U д = K д × Da = K д (a0 - a) ,

поступает на вход управляющего устройства. В этом устройстве под действием рассогласования формируется коррекция оценки α, которая продолжается до тех пор, пока (в идеале) оценка не сравняется с истинным значением параметра α0 .

Uс (t,α0 )	УУ
Дискриминатор

U оп (α)

Рис.2.29. Блок-схема следящего измерителя: УУ - управляющее устройство

Дискриминатор содержит в простейшем случае коррелятор, на входы которого поступают принятый сигнал и опорное напряжение Uоп. Очевидно, что максимум выходного напряжения коррелятора U кoр имеет

место при α = α0 .

Измерение α0 методом максимума неэффективно по двум причинам. Во-первых, нередко зависимость U кор (α0 − α) имеет почти плоскую вершину (рис.2.30,а), что объясняет низкую чувствительность к рассогласованию. Во-вторых, имея одно значение U кoр , нельзя решить, в какую сторону нужно изменять α, чтобы приближаться к α0 . Поэтому обычно используют дифференциальный метод.

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

U кор (α0 − α)

α0 − α

Uд(α0 −α)

U кор (α0 − α + δα)

U кор (α0 − α − δα

α0 −α

Uвых.1

Рис.2.31. Дискриминационная

вх

α0

−

δα

характеристика

Регистр

Рис.2.30. Иллюстрация принципа

работы следящего измерителя

Uвых.2

Берутся (последовательно

Синхроимпульсы

или одновременно)

два значения

корреляционного

интеграла:

Рис.2.32. Схема цифрового интегратора

первое - при U оп (α + δα) ,

второе

- при U оп (α − δα) .

На выходе

дискриминатора

образуется

разность U кор (α0 − α − δα) −U кор (α0 − α + δα)

(рис.2.30,б).

Из рис.2.30,б

следует,

что

при

U кор (α0 − α − δα) = U кор (α0 − α + δα)

α = α0 ;

случае

U кор (α0 − α − δα) < U кор (α0 − α + δα)

α > α 0 , а при U кор (α0 − α − δα) > U кор (α0 − α + δα) α < α0 .

Нетрудно прийти к выводу, что зависимость выходного напряжения дискриминатора от

рассогласования U д (α0 − α) , называемая дискриминационной характеристикой,

имеет вид, показанный на

рис.2.31.

Ввиду малости постоянной времени дискриминатора этот элемент обычно считают безынерционным. В качестве его коэффициента передачи K д принимают производную дискриминационной характеристики в точке

α = α0 . Размерность	K д	:	B		- в аналоговых устройствах или	ед.		- в цифровых устройствах.
			B			ед.
			α	0		α	0
			α			α

Заметим, что для одновременного сравнения выходных напряжений корреляторов U кор (α0 − α − δα)									и
U кор (α0 − α + δα) нужно			использовать два коррелятора			с		опорными напряжениями U оп (α + δα)	и
U оп (α − δα) соответственно.

Управляющее устройство состоит из интегрирующих звеньев и преобразователя. Последний необходим для преобразования величины напряжения (числа) на выходе интегратора в значение оценки параметра α. Преобразователь тоже обычно считают безынерционным элементом с коэффициентом

передачи Kпр. Размерность	Kпр	:	α	- в аналоговых устройствах или	α	- в цифровых.

			В		ед.

2.6.2. Цифровые следящие устройства

Дискриминатор обычно строится по одному из двух возможных вариантов. В первом случае используется аналоговый дискриминатор, выходное напряжение которого подвергается аналого-цифровому преобразованию. Во втором случае входное воздействие оцифровывается, а операция вычитания

α~ = α~0 − α~

осуществляется в цифровом устройстве.

В соответствии с принятым вариантом дискриминатора преобразователь выдает значение α в аналоговом или цифровом виде. Если преобразователь является аналоговым элементом, между ним и интегратором устанавливается цифроаналоговый преобразователь.

Масштабирующее звено с коэффициентом передачи m является линейным безынер-ционным звеном. Цифровой интегратор обычно выполняется как накапливающий сумматор (рис.2.32).

~	~
В качестве выходного числа можно использовать выход сумматора Uвых.1	или выход регистра Uвых.2 .

Волнистая черта над символом U придает ему смысл числа. Период тактовых импульсов обозначим Ti .

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

Определим передаточную функцию интегратора при использовании

Uвых.1 имеет вид:

~	~	~	(2.34)
Uвых.1(n) = Uвх (n) +Uвых.1(n -1) .

Перейдя к z-преобразованиям обеих частей равенства, получим

~	~	~	(z)z−1 .
Uвых.1(z) =Uвх(z) + Uвых.1

Отсюда передаточная функция интегратора равна

Hi1	(z) =	Uвых.1(z)	=	z	.	(2.35)
		Uвх (z)		z -1

При использовании второго выхода интегратора

Uвых.2(z) =Uвых.1(z)z−1 .

Uвых.1 . Разностное уравнение для

Следовательно, передаточная функция интегратора в этом случае равна

Hi2(z) =	1	.	(2.36)
	z -1

2.6.3. Цифровые следящие системы с астатизмом первого порядка

Структурная схема цифровой следящей системы с астатизмом первого порядка представлена на рис.2.33.

U (α0 )	Цифровой
U (α0 )	Цифровой	× m
	дискриминатор		+
	дискриминатор		+

Рис.2.33. Структурная схема следящей системы с астатизмом первого порядка

Как видно из рисунка, используется второй выход интегратора. В данном случае это необходимо, так как момент передачи очередного числа на вход и реакция следящей системы должны быть разделены одним тактовым интервалом. В противном случае состояние системы (число на выходе) будет неопределенным.

Запишем очевидное выражение для передаточной функции разомкнутой системы:

H (z)раз = Kд m z 1-1 Kпр = zK-01 ,

где K0 = K д m Kпр .

Определим размерность K0 . Поскольку m - безразмерный множитель, то

Kд

Kпр

ед. a

a ед.

то есть K0 - безразмерная величина.

Найдем выражение для передаточной функции замкнутой следящей системы (по выходу

преобразователя):
H (z)1 =	H (z)раз	=	K0 (z -1)	=	K0
						.	(2.37)
	1 + H (z)раз		1 + K0 (z -1)		z -1 + K0	.	(2.37)

Таким образом, K0 является единственным параметром передаточной функции.

С помощью выражения (2.37) легко определить область значений K0 , внутри которой следящая система устойчива. Действительно, единственный полюс H (z)1 равен

PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com

<<< < Предыдущая 1 2 34 / 124 5 6 7 8 9 10 11 12 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке Литература

#
10.09.202365.71 Mб24Federov_I_B + poisk.pdf
#
10.09.20231.49 Mб56Nezlin.pdf
#
10.09.2023873.23 Кб18Razreshenie_2021_stud.pdf
#
10.09.202315.09 Mб30бакулев радиолокация распозн.pdf
#
10.09.202324.06 Mб37бакулев радиолокация.pdf
#
10.09.202316.52 Mб461Гришин Ю.П., Ипатов В.П., Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы (1990).pdf
#
10.09.20233.04 Mб65Лекции РТС старые.pdf