
Электропитание ЭВМ.-4
.pdf40
Схема содержит следующие блоки: В — сетевой выпрямитель;
Ф — низкочастотный сглаживающий фильтр; И — инвертор (регулирующий орган); Тр — силовой трансформатор; Н —нагрузка;
УКС — устройство контроля питающей сети; БПСН — блок питания собственных нужд; ЗУ — зарядное устройство; АБ — аккумуляторная батарея; РУ — разрядное устройство; УМ — усилитель мощности; СУ — схема управления; БЗ — блок защиты; БОС — блок обратной связи.
Работу системы гарантированного электропитания можно рассматривать в двух режимах:
–отклонения напряжения питающей сети не превышают допустимых пределов. Инвертор запитан от выпрямленного напряжения сети. Переменное напряжение с выхода инвертора через согласующий трансформатор подается на нагрузку и одновременно на измерительный вход блока обратной связи, обеспечивающей режим работы замкнутой системы, поддерживающей значение выходного напряжения с требуемой точностью. Источник питания собственных нужд работает от выпрямленного напряжения выпрямленной сети, сглаженного входным фильтром. Разрядное устройство находится в режиме готовности к работе. Зарядное устройство, контролируя состояние аккумуляторной батареи, работает в режиме заряда, если последняя перед этим была разряжена, либо в режиме подзаряда АБ для компенсации саморазряда аккумуляторов;
–второй режим работы СГЭП определяется выходом напряжения питающей сети за пределы допустимого диапазона, либо ее аварийным состоянием. В этом случае устройство контроля за напряжением сети выдает сигнал на включение в работу разрядного устройства. На инвертор подается преобразованное повышающим преобразователем (разрядное устройство) напряжение аккумуляторной батареи. Блок питания собственных нужд

41
также переключается на выход РУ. На время переключения питание инвертора обеспечивается энергией, запасенной в конденсаторах входного фильтра. Зарядное устройство при этом находится в состоянии контроля за АБ.
Схема выпрямителя приведена на рис. 10.
При учете диапазона изменения напряжения питающей сети (отклонение вниз от номинала на 15%) значение напряжения на
выходе входного фильтра на холостом ходу Udmin= 2 Ucmin= 260 В (конденсатор входного фильтра заряжен до напряжения,
равного амплитуде напряжения питающей сети). В рабочем режиме Udmin будет еще ниже на величину падения напряжения на диодах выпрямителя, фильтре и индуктивных потерь напряжения, обусловленных коммутацией диодов выпрямителя.
Примем Udmin = 240 В.
Наибольшее значение напряжения на выходе фильтра определится из выражения (холостой ход — конденсатор фильтра заряжен до амплитуды входного напряжения):
Udmax= 1,1× 2 × Uc ном = 1,1×1,41× 220 = 341 В.
Мощность, потребляемая инвертором, находится по выра-
жению: |
|
|
|
|
|
|
|
Pн = |
UнIн |
|
= |
220× 3 |
= 730 |
ВА, |
|
η η |
η |
|
0,96× 0,98× 0,96 |
||||
|
и ф2 |
|
тр |
|
|
|
где Uн — напряжение на нагрузке; Iн — ток нагрузки;
ηтр — к.п.д. трансформатора (ηтр= 0,99÷0,9). Для трансформатора средней мощности примем η тр = 0,96;
ηф2 — к.п.д. фильтра на выходе инвертора (падение напряжения на активном сопротивлении LC фильтра (2...3)% от Uн), примем ηф2 =0,98;
ηн — к.п.д. инвертора (практический опыт и анализ технической литературы показывают, что к.п.д. колеблется в пределах 0,95–0,98 для высоковольтных инверторов) примем равным 0,96.
Наибольшее среднее значение тока, потребляемого инвер-
тором, определится из выражения |
|
||||
Iи = |
|
Pи |
= |
730 |
= 3,04 А. |
U |
|
|
|||
|
d min |
240 |
|
||
|
|
|
|
|

42
Значение тока, протекающего через диоды входного выпря-
мителя, определяется из |
выражения: |
||||
IVD |
= |
IИ |
= |
3,04 |
= 1,52 А. |
|
|
||||
|
2 |
2 |
|
||
Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к |
|||||
диоду выпрямителя,определится по выражению: |
|||||
Uобр.max = 1,1× |
2 ×Uc = 1,1×1, 41× 220 = 341 В. |
||||
Выбираем диоды |
выпрямителя 2Д245A с параметрами: |
||||
Uобр.max = 400 В; IVD = 10 |
А; IVDимп = 100 А; fmax = 200 кГц. |
Так как жестких требований к качеству напряжения на выходе входного фильтра нет, и величина пульсаций в нем зачастую определяется допустимой амплитудой переменной составляющей конденсатора, зададимся значением К′П = 0,05, удовлетворяющим большинству используемых конденсаторов. Учитывая, что коэффициент пульсаций на выходе однофазного мостового выпрямителя КП = 0,67, определим коэффициент сглаживания фильтра как
|
Ксгл = |
Кп |
= 0,67 = 13,4 . |
|
|
|
|
К'п |
0,05 |
|
|
Применяем двухзвенный фильтр на элементах С2 и L1C3. |
|||||
|
|
R1 |
|
|
L1 |
VD1 |
VD3 |
VS1 |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
R3 |
|
|
Uс |
|
|
C1 |
|
Ud |
|
|
|
C2 |
C3 |
|
|
|
|
R2 |
||
|
|
|
|
|
|
VD2 |
VD4 |
|
VD5 |
|
|
|
|
|
TV1 |
|
|
|
|
Рис. 10 |
|
|

43
Величина емкости C2 рассчитывается по выражению [Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М. Основы преобразовательной техники. — М.: Высшая школа, 1980. — 424 с.]:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К' |
(1,1Ud min + R ) |
||||||||
|
К' |
сгл |
(R ' |
+ R ) |
|
|
|
сгл |
|
0,85I |
н |
|
1 |
|
||||||||
C2 = |
|
|
|
н |
|
1 |
|
= |
|
|
|
|
|
|
|
; |
||||||
|
mω |
R ' |
|
R |
|
|
mωc |
Ud min |
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
c |
н |
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
R1 |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
1,1× 240 |
|
|
|
0,85Iн |
|
|
|||||||||||
|
|
|
3( |
|
+ 24) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
C2 = |
|
0,85 3,04 |
|
|
= 560 мкФ. |
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
240 |
|
|
|
|
|||||||||||||
|
2× 314× |
|
× 24 |
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
0,85 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
3,04 |
|
|
|
|
|
|
|
|
где К'сгл = 3 — коэффициент сглаживания первого звена двухзвенного фильтра;
R′н — сопротивление нагрузки, приведенное к выходу выпрямителя;
m = 2 — число пульсаций на выходе выпрямителя; ωс = 2 π fc = 314 — угловая частота;
R |
= |
Ud max − UАБ |
= |
1,1 |
2UС − UАБ |
= |
1,1×1,41× 220 −108 |
= 24 Ом |
|
|
|
|
|||||
1 |
|
IVD доп |
IVD доп |
10 |
|
|||
|
|
|
— токоограничивающее сопротивление;
UАБ = 108 В — минимальное напряжение на конденсаторе С2, определяемое напряжением аккумуляторной батареи;
IVDдоп = 10,0 А — максимально допустимый ток диодов выпрямителя.
Для фильтра С2 выбираем конденсатор К50-29 с параметрами СН = 22 мкФ; UН = 350 В. Устанавливаем 25 конденсаторов, соединенных параллельно.
Коэффициент сглаживания второго звена входного фильтра:
|
К''СГ = К''П / К'П ≈ 5. |
|
|
|
|||||||||||
|
′′ |
|
|
1 |
|
|
|
5 |
+ |
1 |
|
|
|
−5 |
|
L1 C3 = |
Ксг + |
|
= |
|
|
|
|
|
= 1,5 |
×10 |
ГнФ. |
||||
2 |
ω |
2 |
|
2 |
× 314 |
2 |
|
||||||||
|
m |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
Индуктивность выбирается из условия непрерывности тока в дросселе:

44
L1 |
≥ |
|
2U |
d max |
|
|
|
|
= |
|
2(1,1U |
d min |
)2 |
; |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
(m2 − 1)m × ω × I |
d min |
|
|
0,852 (m2 − 1)m × ω × P |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
с |
|
|
|
|
|
|
|
c |
и |
||||
|
|
L1 = |
|
|
2×1,12 × |
2402 |
|
= 0,14 Гн. |
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
0,852 (22 − 1)2× 314× 730 |
|
|
|
|
||||||||||||
Выбираем дроссель Д46-0,6-0,8 (четыре дросселя, соеди- |
|||||||||||||||||||
ненных параллельно). |
|
|
|
|
1,5 10−5 |
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
C |
= |
|
LC |
= |
≈ 104 Ф. |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
3 |
|
|
L |
|
|
|
|
0,14 |
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Устанавливаем пять конденсаторов К50-29-22 мкФ — 350 В, соединенных параллельно, с суммарной емкостью 110 мкФ.
Для исключения резонансных явлений должно быть соблюдено условие:
LC ≥ 4 .
mп2ωс2
В качестве инвертора применяем мостовую схему, приведенную на рис. 11.
VD1 |
C1 |
|
|
VD2 |
|
L1 |
VD7 |
VT1 VD5 |
Rз |
Uп |
|
VD3 |
C2 |
|
|
VD4 |
|
L2 |
VD8 |
VD6 |
Rз |
VT2 |
|
|
|
|
|
|
VD13 |
|
|
|
C3 |
L3 |
|
|
|
|
|
||
|
|
Uвых |
VD9 |
|
|
|
|
|
|
VD14 |
|
Rр |
|
Rр |
Rз |
|
|
|
VD11 |
VT3 |
|||
|
|
|
|
|
|
|
Lф |
ТV1 |
|
|
|
|
Cф |
|
|
|
|
|
|
|
|
VD15 |
|
|
|
|
C4 |
|
|
|
|
|
|
L4 |
|
|
|
VD10 |
|
|
|
Rр |
|
Rр |
|
|
VD16 |
|
|
|
|
VT4 |
|
|
|
|
Rз |
VD12 |
|
|
|
|
|
Рис. 11

45
Выходная пятидесятигерцовая синусоида формируется при однополярной многократной модуляции и использовании синусоидальной функции построения. В схеме управления транзисторами инвертора используется эталонное синусоидальное напряжение uу, как показано на рис. 12. Это напряжение сравнивается
с опорным пилообразным напряжением uГПН , и в моменты их ра-
венства формируются сигналы на переключение транзисторов. Благодаря этому длительность импульсов управления транзисторами u пропорциональна амплитуде эталонной синусоиды.
Рис. 12
В схеме инвертора напряжение, прикладываемое к закрытому транзистору, определяется напряжением источника питания. Источником питания может быть сеть переменного тока с выпрямленным напряжением Udmax = 341 В или разрядное устройство (РУ), выполненное на базе непосредственного преобразователя напряжения повышающего типа с питанием от аккумуляторной батареи с максимальным напряжением UАБ =130 В. (Выбор АБ и РУ приведен ниже.) Максимальное напряжение на выходе РУ равно 300 В.
Следовательно Uкэmax= 341 В. Максимальный ток, протекающий в коллекторной цепи транзистора, определяется по выражению:

|
|
|
46 |
|
|
|
|
IK max |
= |
2Iн 2Uн |
|
= |
2× 3 |
× 220 |
= 5,8 A. |
0,95Ud min |
|
|
× 240 |
||||
|
|
0,95 |
|
Током намагничивания трансформатора можно пренебречь, т.к. он составляет единицы процентов от тока нагрузки, приведенного к первичной обмотке. С учетом коэффициента загрузки, не превышающего 70 % по каждому параметру, выбираем тран-
зистор 2Т847Б с параметрами: Uкэ = 650 В; Iк = 15 А; βmin= 8; UБЭ= = 1,5 В; Uкэ= 1,5 В; tвкл =1 мкс; tвыкл =1,5 мкс; Iк0 =1,5 mА.
Обратные диоды обеспечивают возврат реактивной энергии в конденсатор входного фильтра и формирование нулевых пауз в выходном напряжении инвертора. Максимальное напряжение, прикладываемое к ним, определяется напряжением источника питания UVDобр.max = 341 В, а максимальное значение тока, протекающего по ним, не превышает коллекторного тока транзистора.
Выбираем диод 2Д2990А, имеющий следующие характеристики:
Uобр = 600B; Iп = 20 А; f max = 200 кГц; t восст = 0,15 мкс.
Уменьшение динамических потерь в транзисторах при включении достигается путем последовательного включения в коллекторную цепь индуктивности, шунтированной обратным диодом с последовательно включенным мощным стабилитроном, ускоряющим процесс вывода энергии из индуктивности. Минимум потерь при включении достигается при [Уильямс Б. Силовая электроника: приборы, применение, управление. Справочное пособие: Пер. с англ. — М.: Энергоатомиздат, 1993. — 240 с.]
L = |
Ud max |
t |
|
2 |
= |
|
341 |
|
×1×10−6 × |
2 |
= 18 мкГн. |
|
вкл 9 |
|
5,8 |
|
|
||||||
|
IКэф |
|
|
9 |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1,41
Выбираем дроссель Д17-1 с параметрами: L = 0,02 мГн; Iп = = 25 А; fгр = 100 кГц; R = 0,015 Ом, диод 2Д245А с параметрами:
Uобр= 400 В; Iп=10 А; fгр= 200 кГц; стабилитрон Д815А с парамет-
рами: Ucт = 5,6 В; Iст max = 1,4 А; Р = 5 Вт.
Расчетная мощность стабилитрона определяется энергией, накопленной во вспомогательной индуктивности, рассчитывается по выражению:

47
P = |
LI 2 |
f = |
18×10−6 × 4,12 |
×10×103 = 3,3 Вт. |
|
|
|||
ст |
2 |
2 |
|
|
|
|
Для уменьшения динамических потерь в транзисторе при его выключении и защиты его от перенапряжений используют RCD-цепь. Суммарные потери в транзисторе и RCD-цепи зависят от величины емкости конденсатора. При отношении времени заряда конденсатора до напряжения источника питания ко времени выключения транзистора, равном 2/3, наблюдается минимум динамических потерь, и величина емкости конденсатора определяется из соотношения:
C = |
2Iкtвыкл |
= |
2× 5,8×1,5×10−6 |
= 5,6×10−9 Ф. |
9Ud max |
|
|||
|
9× 341 |
|
Выбираем конденсатор К78-2 с емкостью С = 0,0056 мкФ и
Uном =1000 В.
Диод, включенный последовательно с конденсатором, выбирается из условий максимального импульсного зарядного тока конденсатора, который равен коллекторному току транзистора, и обратного напряжения, прикладываемого к диоду, равного напряжению источника питания. Выбираем диод 2Д230Б, имеющий характеристики:
Uобр max = 600 В; I имп = 60 А; t восст = 0,5 мкс.
Сопротивление зарядного резистора выбирается из условия ограничения тока заряда конденсатора RCD-цепи на уровне максимально допустимого импульсного коллекторного тока транзистора при коммутации ключей высокочастотной стойки инвертора в режиме х.х. при максимальном напряжении питающей сети и определяется по выражению:
R = 1.1Ud max
з 0,85Iкимп
Расчетная мощность зарядного резистора:
Pз = Iк2Rtвыкл = 3,042 ×12×1,5×10−6 = 1,7 Вт. Тм 100×10−6
Выбираем резистор ОМЛТ-2 — 12 Ом.
Разряд конденсатора RCD-цепи осуществляется при открытом транзисторе, относительная длительность включенного состояния которого определяется как γ = tимп / TM. При многократ-
48
ной модуляции с широтно-импульсным регулированием по синусоидальному закону относительная длительность открытого состояния ключей высокочастотной стойки инвертора изменяется в диапазоне от 0 до 1. При γ, изменяющейся в диапазоне от 0 до 0,5, времени для разряда конденсатора может быть недостаточно, но и ток, протекающий через транзистор, меньше, чем 0,5 Iнmax, так как cos φ близок к единице. Перенапряжение на коллекторе транзистора в этом случае невелико (меньше напряжения питающей сети) и определяется по выражению:
U = |
2× 0,5× I |
к |
× t |
выкл |
= |
2× 0,5× 5,8×1,5×10−6 |
≈ 120 В. |
9С |
|
|
9× 8×10−9 |
||||
|
|
|
|
|
Конденсатор RCD-цепи дозаряжается до напряжения источника питания.
Сопротивление разрядного резистора определяется выраже-
нием: |
|
|
|
|
|
|
|
|
0,5×10−4 |
|
|
|
|
|
R |
= |
tразр |
|
|
= |
|
= 1,8 кОм. |
|||||||
(3 ÷ 5)С |
|
× 5,6×10−9 |
||||||||||||
|
р |
|
|
5 |
|
|
|
|||||||
Расчетная мощность разрядного резистора: |
|
|||||||||||||
|
C( |
1,1Ud max |
) |
2 |
|
|
5,6×10−9 × 3102 |
|
||||||
|
|
0,85 |
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
P = |
|
|
|
|
|
|
|
= |
|
|
|
≈ |
2,7 Вт. |
|
|
|
|
2Tм |
|
|
|
2×10−4 |
|
||||||
p |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Выбираем резистор ОМЛТ-2 — 3,6 кОм и соединяем два резистора параллельно.
Для обеспечения нормального теплового режима работы ключей необходимо определить мощность потерь в транзисторах. Суммарные потери складываются из статических и динамических в коллекторно-эмиттерной цепи и потерь по цепи управления.
Статические потери складываются из мощности потерь в открытом и закрытом состоянии транзистора и определяются по выражению:
Pст = UкэIкγ + UкэIк0 (1− γ) = 2,5 Вт.
Динамические потери в ключах с цепями формирования траектории рабочей точки транзистора находим из выражения:
49
|
|
P |
= |
UИIКtвкл(выкл) |
(1− |
4K |
+ |
K 2 |
); |
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
Д |
|
|
Tм |
|
|
|
3 |
|
|
2 |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
240× 5,8×10−6 |
4× 2 |
|
2× 2 |
|
|
|
|
||||||||
P |
= |
|
|
|
|
(1− |
|
|
+ |
|
|
|
|
|
) |
= 4,5 |
Вт. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
Д |
100×10−6 |
|
|
3× 3 |
|
2× 3× 3 |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
где К = 2/3 — отношение времени заряда конденсатора ко времени выключения транзистора (времени нарастания тока в дросселе ко времени включения транзистора).
Мощность потерь по цепи управления транзистора незначительна и, ею можно пренебречь.
Суммарные потери:
Рп = Рст + Рд =2,5 Вт + 4,5 Вт = 7,0 Вт.
Динамические потери в транзисторах низкочастотной стойки инвертора незначительны и близки к нулю. Однако в целях унификации (чтобы не разделять стойки инвертора на низкочастотную и высокочастотную и они были взаимозаменяемыми) устанавливаем на охладители (радиаторы) все четыре транзистора.
Частота ближайшей искажающей гармоники находится по выражению [Моин В.С. Стабилизированные транзисторные преобразователи. — М.: Энергоатомиздат, 1986. — 376 с.]:
fmin = (2 q – 3) fвых = (2 × 200 – 3) 50 = 19850 Гц,
где q = |
fм |
= |
10×103 |
= 200 — кратность квантования при часто- |
|||
fвых |
|
||||||
|
50 |
|
|
|
|
||
те квантования, равной 10 кГц. |
|
|
|||||
Коэффициент гармоник выходного напряжения |
|||||||
|
|
|
KГ [%] = |
20 |
|
, |
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
ω *2 (2q − 3) |
|
|||
|
|
|
|
|
− 1 |
где ω* = ωвых / ω0 — относительная частота, а ωвых = 2πf и ω0 — резонансная (собственная) частота фильтра.
|
|
|
20 |
+ 1 |
|
|
20 |
+ 1 |
|
|
|
|
|
Кг [%] |
|
|
|
||||
2 |
|
|
|
|
5 |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
||||
ω* |
= |
|
|
|
= |
|
|
|
|
; |
|
(2q − 3)2 |
(2× 200 − |
3)2 |
|||||||
|
|
|
|
|
ω* = 5,6×10−3 рад/сек.