Схемотехника сверхширокополосных и полосовых усилителей мощности

82

а1 а1(L,C), bi bi (L,C) – коэффициенты, являющиеся функциями па-

В качестве функции-прототипа характеристики (5.2) выберем функ-

цию:

личным полосам рабочих частот трансформатора и различным значениям его коэффициента трансформации. По известным коэффициентам функциипрототипа (5.3), решая систему нелинейных уравнений:

b1 d1;b2 d2;b3 d3;b4 d4,

найдем нормированные значения элементов рассматриваемых трансформаторов сопротивлений.

Результаты вычислений нормированных значений элементов трансформаторов приведенных на рис. 5.2,а и 5.2,б для коэффициента трансформации, лежащего в пределах Ктр =2...20 и для относительной полосы рабочих

частот лежащей в пределах W=1,3...3 приведены в таблицах 5.1 и 5.2 соответственно. Здесь же даны значения коэффициента стоячей волны (КСВ) трансформаторов по входу, соответствующие заданным значениям Ктр и W.

Сравнение характеристик рассматриваемых трансформаторов (см. табл. 5.1 и 5.2) и характеристик трансформатора выполненного в виде ФНЧ [40], показывает, что при прочих равных условиях они имеют гораздо меньшее значение коэффициент КСВ.

Рассмотрим примеры использования синтезированных таблиц для расчета трансформаторов сопротивлений выходных каскадов передатчиков.

85

Пример 1. Осуществим проектирование трансформатора (рис. 5.2,а), предназначенного для работы в передатчике с RA =75 Ом, при условиях: в выходном каскаде передатчика используется транзистор КТ930А; W = 1,5; центральная рабочая частота передатчика равна 375 МГц.

Решение. В соответствии со справочными данными транзистора КТ930А [25] по (5.1) определим: Rнопт=7,8 Ом. Требуемый коэффициент трансформации: Ктр = RA / Rнопт=9,6. Ближайшее таблич-

ное значение Ктр =10. Для Ктр =10 и W=1,5 из таблицы 5.2,а найдем: L1норм=0,200; С1норм=3,533;

С2норм=1,702; L2норм=0,911. Центральная круговая частота полосы рабочих частот рассчитываемого трансформатора в = 2π·375·106 = 2,355·109. Денормируя значения элементов трансформатора получим:

L1 L1нормRA в = 6,4 нГн; L2 = 29 нГн; С1 C1норм(RА в ) = 20 пФ; С2 = 9,6 пФ.

На рис. 5.3 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивления Zвх спроектированного трансформатора от частоты (кривая 1).

Здесь же для сравнения (кривая 2) представлена расчетная характеристика трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (рис. 5.1, L1 = 3,5 нГн; С1 = 47,6

пФ; L2 = 11,8 нГн; С2 = 14,4 пФ) и рассчитанного по таблицам из [40].

Другим достоинством трансформаторов, выполненных в виде ПФ и представленных на рис. 5.2,а и 5.2,б является следующее. При неизменной выходной мощности усилителя ток, потребляемый его выходным каскадом, слабо зависит от частоты усиливаемого сигнала, что позволяет обеспечить достижение более высокого среднего КПД усилителя.

На рис. 5.4 приведена зависимость тока Iпотр, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя (рис. 5.5), от частоты усиливаемого

86

сигнала при выходной мощности Рвых, равной 10 Вт (кривая 1). Здесь же

представлена аналогичная зависимость в случае использования трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (кривая 2).

Рис. 5.5. Усилитель мощности диапазона 300...450 МГц

В усилителе использован рассчитанный выше трансформатор (элементы L7,C8,C9,L8), входная и межкаскадная корректирующие цепи рассчита-

ны по методике, описанной в разделе 4.2. Характеристики усилителя: максимальное значение выходной мощности не менее 12 Вт; полоса рабочих частот 300...450 МГц; коэффициент усиления 8 дБ.

Пример 2. Осуществим проектирование трансформатора (рис. 5.2, б), с Ктр =10, W =1,5 и цен-

тральной рабочей частотой равной 70 МГц, при условии, что RA =50 Ом.

Решение. В соответствии с заданными значениями Ктр и W из таблицы 5.2 найдем:

С1норм=5,229; L1норм=0,296; L2н =0,614; С2н =1,148. Центральная круговая частота полосы рабо-

чих частот трансформатора в = 2·π·70·106 = 4,4·108. Денормируя значения элементов трансформатора определим: С1 С1норм(RА в ) = 238 пФ; С2 = 52 пФ; L1 L1нормRA в = 33,7 нГн;

L2 = 70 нГн.

На рис. 5.6 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивления Zвх спроектированного трансформатора от частоты (кривая 1).

Здесь же (кривая 2) для сравнения представлена характеристика трансформатора, выполненного в виде ФНЧ и рассчитанного по таблицам из [40] (рис.

5.1, L1=19 нГн, С1=255 пФ, L2 =63 нГн, С2 =77 пФ).

87

На рис. 5.7 приведена зависимость тока, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя (рис. 5.8), от частоты усиливаемого сигнала при выходной мощности Рвых, равной 25 Вт (кривая 1). Здесь же представ-

лена аналогичная зависимость в случае использования трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (кривая 2).

Рис. 5.8. Усилитель мощности диапазона 55...85 МГц

В усилителе использован рассматриваемый трансформатор (элементы С8, L7, L8,C10), входная и межкаскадная корректирующие цепи рассчитаны

по методике, описанной в разделе 4.2. Характеристики усилителя: максимальное значение выходной мощности 32 Вт; полоса рабочих частот 55...85 МГц; коэффициент усиления 22 дБ.

88

Таким образом, использование рассматриваемых трансформаторов сопротивлений и предлагаемой методики их расчета позволяет сократить время на разработку усилителя мощности и значительно улучшить его параметры.

Результаты исследований этого раздела использованы при проектировании усилителя, описанного в разделе 8.14.

Контрольные вопросы

1.Обоснуйте необходимость установки трансформатора сопротивлений между выходным каскадом передатчика и антенно-фидерным трактом.

2.Почему необходима минимизация отклонения входного сопротивления трансформатора от требуемой величины в полосе рабочих частот передатчика?

3.К чему приводит то, что при неизменной выходной мощности ток, потребляемый выходным каскадом передатчика, оказывается зависимым от частоты?

89

6. ОСОБЕННОСТИ СХЕМОТЕХНИКИ ИМПУЛЬСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ

В настоящем разделе обосновывается возможность расширения полосы пропускания и выходной мощности усилителей, предназначенных для усиления импульсов неограниченной длительности с пикосекундными фронтами, на основе использования многоканальных структур с частотным разделением каналов. Рассмотрены варианты построения многоканальных импульсных усилителей, обеспечивающие минимизацию искажений обусловленных многоканальной структурой усилителя.

6.1. Использование известных схемных решений построения многоканальных усилителей с частотным разделением каналов

Создание современных радиотехнических систем и устройств, применяемых в ядерной физике, вычислительной технике, волоконно-оптических системах связи, акустической микроскопии, времяимпульсной метрологии, связано, в ряде случаев, с необходимостью применения в них усилителей импульсов неограниченной длительности с пикосекундными фронтами, то есть сигналов со спектром от нуля (либо единиц) герц до единиц гигагерц [4].

Традиционно расширение полосы пропускания и повышение выходной мощности разрабатываемых усилителей связано с использованием конденсаторов и катушек индуктивности больших номиналов, а так же с использованием более мощных транзисторов, либо схем сложения мощности отдаваемой несколькими менее мощными транзисторами. Эти варианты оказываются не реализуемыми при создании сверхширокополосных усилителей мощности, предназначенных для усиления импульсов неограниченной длительности с пикосекундными фронтами.

Построение усилителей с полосой рабочих частот от единиц герц до единиц гигагерц на мощных транзисторах при одновременном использовании конденсаторов и катушек индуктивности больших номиналов приводит к появлению неконтролируемых резонансов внутри их полосы пропускания и искажению формы амплитудно-частотной и переходной (ПХ) характеристик [4, 41]. Это связано с высокой добротностью входных импедансов мощных транзисторов и большой величиной «паразитных» параметров пассивных элементов, применяемых при построении усилителей.

Повышение выходной мощности рассматриваемых усилителей с помощью устройств сложение мощности отдаваемой несколькими менее мощными транзисторами также затруднительно, так как известные методы построения устройств сложения мощности не позволяют реализовать указанные устройства с коэффициентом перекрытия по частоте более чем в 103-104 раза [4].

90

Рассмотрим возможность построения усилителей импульсов неограниченной длительности с пикосекундными фронтами на основе использования многоканальных структур с частотным разделением каналов, применяемых в усилителях гармонических сигналов [19].

Известно [4], что для неискаженного усиления импульсных сигналов фазочастотная характеристика (ФЧХ) усилителя должна быть линейной функцией частоты, а АЧХ – частотно-независимой (равномерной).

Использование в многоканальных усилителях гармонических сигналов частотно-разделительных цепей (ЧРЦ) в соответствии с теоремой Грейзела о фильтрах для уплотнения каналов [19] позволяет реализовать равномерную АЧХ усилителя. В этом случае ЧРЦ могут быть реализованы на фильтрах Баттерворта, Чебышева, Золотарева четных порядков.

В качестве примера на рис. 6.1 приведена схема двухканального усилителя с входной и выходной ЧРЦ на основе ФНЧ и ФВЧ второго порядка (УВЧ – усилитель верхних частот; УНЧ – усилитель нижних частот; ЧРЦ1 – входная ЧРЦ; ЧРЦ2 – выходная ЧРЦ).

Рис. 6.1. Функциональная схема двухканального усилителя с ЧРЦ на основе фильтров Баттерворта второго порядка

Для получения равномерной АЧХ усилителя ФНЧ и ФВЧ выполнены на основе фильтров Баттерворта [19]. Коэффициент передачи каждого из канальных усилителей был выбран равным единице, а их АЧХ – равномерными. Частота стыковки fст входной и выходной ЧРЦ составляла 100 МГц, а

сопротивление источника сигнала и нагрузки – 50 Ом. Под частотой стыковки понимается частота, на которой коэффициенты передачи высокочастотного и низкочастотного выхода ЧРЦ оказываются одинаковыми и равными 0,5 относительно максимального значения [19].

На рис. 6.2–6.4 приведены результаты расчета АЧХ, ФЧХ и ПХ рассматриваемого двухканального усилителя.