Приборы и устройства СВЧ, КВЧ и ГВЧ диапазонов

121

Итак, для двухрезонаторного пролетного клистрона максимальная величина электронного КПД на первой гармонике составляет 58,2 % (табл. 5.1), параметр группировки при этом 1,84. Для любых других номеров гармоник n оптимальное значение параметра группировки лежит в пределах 1 < X < 1,84, а КПД —

от 0,5 до 0,2.

5.6 Усилительный пролетный клистрон

Найдем параметры двухрезонаторных усилительных клистронов.

Коэффициент усиления (4.27) и амплитудная характери-

стика могут быть определены из выражений мощностей на входе и выходе усилителя.

Представим входной и выходной резонаторы эквивалентными схемами (рис. 5.8).

(рис. 5.8, а) всегда может быть согласована с передающей линией задающего генератора. Активная электронная проводимость первого резонатора клистрона (рис. 5.8, а) при углах пролета электронами зазора от 90о до 180о согласно (4.2) положительная величина. Входная мощность Рвх рассеивается на активной проводимости (2.7) резонатора G1 и активной электронной проводимость

Gэл1.

123

выражение коэффициента усиления для случая сопряженного согласования B2+ B2эл+Bн/ = 0;

Для режима максимального коэффициента усиления, когда Х < 1 вплоть до величины X ≈ 0.8÷ 0.9, функция Бесселя может

быть заменена J1( X ') » X 2 , а коэффициент усиления

Для режима максимальной выходной мощности (величина 1 < X < 2, а при Х = 1,84 имеет максимальное значение, равное

J1(X) = 0,58) получим

т.е. коэффициент усиления в линейном режиме на 4 дБ выше коэффициента усиления в режиме максимальной выходной мощности.

Найдем величину и условия максимального коэффициента

залось бы, увеличивая θ, можно получить сколь угодно высокий коэффициент усиления. Но θ = ωS / v0 , и при заданных ω, v0 , для

повышения коэффициента усиления следует увеличить длину пространства дрейфа S. При увеличении S (рис. 5.5) возникает разгруппировка электронов (5.11), а величина Kлин max= sin(bpS) равна максимуму при bpS=0,5 ри. Поэтому θ ≤ (10 ÷ 20)π. Окончательно получаем Kлин max ≤ 15 дБ.

124

Полоса рабочих частот определяется по уровню 0,5 Р max на АЧХ. Используя (5.27), (4.12), (2.5) и проведя преобразования, получим соотношение

из которого видно, что выходная мощность при перестройке частоты выходного резонатора резко падает (рис. 5.10), и чем больше Qн , тем резче.

Рис. 5.10 — Зависимость полосы рабочих частот усилителя от добротности

Проведем оценку полосы рабочих частот, преобразовав

тот двухрезонаторного усилительного клистрона определяется только нагруженной добротностью 2-го резонатора:

Если прибор имеет широкую полосу частот, то нагруженная добротность Qн его должна быть небольшой величиной, а при постоянной величине Q0. небольшой должна быть Qвн, т.е. связь резонатора с выходным трактом как можно больше. Это приведет

125

трансформированной к зазору. Нагрузка перестанет быть оптимальной и Pвых снижается. Отсюда, увеличение полосы частот ∆ƒ

приводит к снижению Pвых, Kус.

Вывод: двухрезонаторные усилительные клистроны при hрез = 60 — 90 % имеют полный КПД h = hрез × hэл ≤ 25÷ 30 %, KуР ≤ 15дБ и параметр ∆ƒ/ƒ ≈ 0,3÷ 0,5 %, что не позволяет широко использовать их в практике. Находят применение в диапазоне СМВ как усилители для мощностей Pвых = 1÷ 10 Вт.

5.7 Пролетные генераторные клистроны

Схема устройства двухрезонаторного клистронного генератора показана на рис. 5.11. Отличается эта схема от клистронного усилителя (рис. 5.1) наличием элементов обратной связи. Для работы генераторов требуется выполнение условий баланса фаз и баланса амплитуд.

Рис. 5.11 — Устройство генератора на двухрезонаторном пролетном клистроне

Баланс фаз состоит в том, что сумма фазовых набегов волны от первого резонатора до второго по пространству дрейфа θ, по линии обратной связи φос должна быть равна фазе колебаний на первом резонаторе генераторного клистрона. Математически это записывается с учетом (рис. 5.12) в виде

q + jос = 2p(n + 0, 75) ,

(5.30)

где 2πn — целое число периодов переменного поля;

2π·0,75 — фазовый сдвиг между переменными напряжениями резонаторов, необходимый для прихода группы электронов в максимум тормозящего поля.

127

В зависимости от степени обратной связи настроенных на одну частоту резонаторов может провал или двугорбость на кри-

вой Pвых = ƒ (U0) (рис. 5.13, а,б).

Баланс амплитуд (амплитудное условие самовозбуждения) утверждает, что величина мощности, поступающая по цепи обратной связи, должна быть больше мощности потерь в первом резонаторе и получения заданной Pвых. Воспользуемся выражением электронной мощности в выходном резонаторе (5.20) при ϕ = π

Подставим в (5.31) Um2, получим выражение активной проводимости Gэл2, необходимое для получения величины пускового тока:

использованием соотношения (5.33) для режима мягкого самовозбуждения и разных величин β. С уменьшением коэффициента

обратной связи β (β1 > β2 > βmin) график проводимости Gэл снижается до касания с прямой полной проводимости Gn. При этом параметр группировки X и амплитуда напряжения на первом зазоре U1 уменьшаются, выходная мощность падает до нуля.

128

Коэффициент обратной связи β для рабочего режима и его

К преимуществами генераторных клистронов относятся: малая мощность возбудителя; полное разделение входной и выходной цепей; устойчивость работы. Теоретический КПД ≈ 25 %. В режиме непрерывной генерации выходная мощность клистронов от нескольких ватт до кВт, а в импульсном — до 100 кВт. Двухрезонаторные клистронные генераторы используются в качестве генераторов накачки для параметрических усилителей.

5.8Двухрезонаторный клистрон-умножитель частоты

Конвекционный ток двухрезонаторного клистрона богат высшими гармониками (табл. 5.1). Поэтому клистрон может быть использован в качестве умножителя частоты.

Принципиальная схема двухрезонаторного клистроного умножителя частоты показана на рис. 5.15. Отличие умножителя частоты на пролетном клистроне от усилительного клистрона в том, что конструктивно второй резонатор имеет меньшие размеры, чем первый резонатор, и настраивается на частоту в n раз бо-

129

лее высокую, чем входной резонатор (для выделения гармоники nω). Прочие детали конструкции сходны с конструкцией двухрезонаторного усилительного клистрона.

Второе отличие — в режиме работы, который должен соответствовать оптимальному значению параметра группировки для n-ой гармоники. Поскольку параметр группировки равен

X= [wS / v0 ] ×[Um1 /U0 ] ×[M1 / 2] ,

аего оптимальное значение для разных гармоник всегда меньше

оптимального значения для основной частоты (табл. 5.1, рис. 5.9), то амплитуды конвекционного тока высших гармоник будут всегда меньше амплитуды первой гармоники. Следовательно, выходная мощность и КПД умножителей будут меньше, чем в усилительных клистронах.

Требуемую величину X для разных гармоник можно получить либо увеличением U0 при прочих постоянных параметрах, либо уменьшением S, Um1.

КПД умножителей частоты на клистронах равен

Умножители частоты на клистронах используются в многокаскадных передающих устройствах повышенной стабильности частоты и для получения колебаний в СВЧ, КВЧ И ГВЧ диапазонах от источника колебаний более низкой частоты, стабилизированного кварцем. В лабораторных условиях с помощью двухрезонаторного клистронного умножителя частоты получены колебания с длиной волны 0,1мм при n=20 [2]

5.9 Многорезонаторные пролетные клистроны

Основные недостатки двухрезонаторных пролетных клистронов состоят в ограничении величины электронного КПД значением 58 % и невозможности получения высоких значений коэффициента усиления Kу. Применение многорезонаторных клистронов позволяет преодолеть указанные недостатки. Схема трехрезонаторного клистрона, все резонаторы которого настроены на частоту ω, приведена на рис. 5.16. Группирование электронов между первым и вторым резонаторами происходит так же, как в

130

двухрезонаторном. В пространстве между вторым и третьим резонаторами на движение электронов оказывает влияние модуляция скорости переменным напряжением как первого, так и второго резонаторов.

Рис. 5.16 — Схема трехрезонаторного пролетного клистрона

Фаза напряжения, наведенного на зазоре второго резонатора относительно входного, определяется углом пролета электронов и частотой настройки резонатора. Форма импульсов конвекционного тока в выходном зазоре I3 (ωt3 ) рассчитывается [4] по такой

же схеме, как и в п. 5.3 для двухрезонаторного клистрона: записываются соотношения, связывающие фазы пролета первого резонатора ωt1 и последнего ωt3 , и затем используется уравнение

непрерывности заряда I3d ωt3 = I1d ωt1 . График зависимости ωt3(ωt1 ) для Х ≥ 1,8 приведен на рис. 5.17, а, а соответствующий

импульс тока — на рис. 5.17, б. Сплошной кривой (рис. 5.17) показана теоретическая фазовая диаграмма трехрезонаторного клистрона, которая характеризуется четырьмя экстремумами вблизи нулевых значений фазы ωt3 = (θ12 − θ23 ) и близка к диа-

грамме идеальной группировки электронов.

На рис. 5.17, б показана форма конвекционного тока Ik 3 I0 в

зазоре третьего резонатора за время периода электромагнитных колебаний. Кривая конвекционного тока имеет четыре пика, соответствующих экстремумам фазовой диаграммы. Поэтому форма волны тока Iк3 приближается к прямоугольной — идеальной с точки зрения эффективного отбора энергии от электронных сгустков.