Аналоговое и цифровое радиовещание

191

Рис. 11.34. К пояснению эффекта фазовой неоднозначности, возникающей в БВНЧ: а - выходное напряжение фазовращателя; б, в, г, д - опорное напряжение на выходе

БВНЧ соответственно при н 0 , н 90 o , н 180 o , н 270 o .

Пунктирными стрелками показаны возможные моменты синхронизации триггерного блока деления частоты на четыре

11.4.6. Дифференциальная (относительная) квадратурная фазовая манипуляция. Для устранения фазовой неоднозначности при приеме используют модуляцию DQPSK, при которой производится относительное кодирование символов передаваемого сообщения, т.е. необходимая информация содержится в различии двух последовательно переданных символов.

Структурная схема DQPSK-модулятора отличается от структурной схемы QPSK-модулятора наличием блока преобразования абсолютного кода в относительный (ПКАО, рис.11.35), в котором цифровые последовательности C ( t ) и D( t ) с выхода

ППК преобразуются в последовательности I' ( t ) и Q' ( t ) по следующим алгоритмам:

I 'k ( Ck Dk ) ( Ck I 'k 1 ) ( Ck Dk ) ( Dk Q'k 1 ); (11.48) Q'k ( Ck Dk ) ( Dk Q'k 1 ) ( Ck Dk ) ( Ck I 'k 1 ),

где черта сверху обозначает логическую операцию дополнения (1 0 , 0 1 ).

Данные табл.11.3 иллюстрируют преобразование символов в ПКАО и значение фазы сигнала на выходе DQPSK-модулятора.

192

Рис. 11.35. Структурная схема DQPSK-модулятора

Таблица 11.3. Преобразование символов по алгоритмам (11.47)и фаза сигнала на выходе DQPSK-модулятора

демодулятор. Демодуляцию DQPSK-радиосигнала в приемнике можно осуществлять как когерентным демодулятором, так и автокорреляционным демодулятором.

Структурная схема когерентного демодулятора (рис.11.36) имеет два Пм, блок восстановления несущей частоты (БВНЧ), ФВ, два ФНЧ, блок восстановления тактовой частоты (БВТЧ), две пороговые решающие схемы (ПРС), преобразователь относительного кода в абсолютный (ПКОА), параллельно-последовательный декодер (ППД).

С учетом (11.44) выходные напряжения перемножителей синфазного и квадратурного каналов пропорциональны:

На выходе ППД образуется исходная цифровая последовательность

S( t ) .

Предположим, что последовательность изменения фазы передаваемого сигнала определяется данными табл.11.3, а при восстановлении несущей в демодуляторе приемника образовалась фазовая

неоднозначность н 90 o . Следовательно, когерентное детектирование в ПМ демодулятора будет происходить при фазовом угле k k н . Процесс

преобразования в ПКОА характеризуется данными табл.11.4. Сравнение данных табл.11.3 и табл.11.4 показывает, что восстановленная последовательность совпадает с переданной, т.е. дифференциальное кодирование устраняет фазовую неоднозначность восстановленной несущей.

194

Таблица 11.4. Процесс преобразования в ПКОА по алгоритмам (10.50)

демодулятора в том, что в его составе отсутствует сложный БВНЧ, а в качестве

автокорреляционного демодулятора в том, что он обладает худшими характеристиками помехоустойчивости по сравнению с когерентным демодулятором. Причина этого заключается в «зашумленности» опорного напряжения при малом отношении С/Ш на входе декодера.

Рис. 11.37. Автокорреляционный демодулятор DQPSK-радиосигнала

Недостаток рассмотренной DQPSK-модуляции в том, что при

k k 1 180 o . Для «нефильтрованного» сигнала фазовые переходы

происходят резко и сигнал имеет огибающую с постоянной амплитудой. Однако на практике DQPSK-сигнал ограничивается по полосе полосовым фильтром с целью уменьшения внеполосного излучения, которое может оказывать мешающее действие для соседних каналов связи. Для «фильтрованного»

195

сигнала при смене фазы на 180 o происходит мгновенное изменение огибающей до нуля. Для усиления такого сигнала необходим линейный режим. Нелинейный усилитель, работающий в режиме насыщения (или двусторонний ограничитель амплитуды сигнала), «восстанавливает» огибающую DQPSK-сигнала и тем самым ослабляет эффект полосовой фильтрации.

Можно избежать фазовых переходов на 180 o , если разнести во времени моменты смены фаз в квадратурных каналах. Для этого в одном из каналов DQPSK-модулятора (например, в квадратурном) вводится линия задержки, смещающая (сдвигающая) модулирующий сигнал Q( t ) на время Tb TS / 2 (такая же линия задержки в этом случае должна быть и в декодере приемника).

При этом будут иметь место фазовые переходы только на 90 o , что приведет к уменьшению мгновенного уровня огибающей фильтрованного высокочастотного сигнала не до нуля, а до уровня 3 дБ . Оказывается, что при

нелинейном усилении такого сигнала происходит только частичная регенерация амплитудного спектра с тем уровнем боковых лепестков, который был до фильтрации. Такая модуляция называется DQPSK-модуляцией со сдвигом (смещением) и обозначается как O-QPSK или SQPSK (Offset, Staggered) [29].

11.4.8. Блок восстановления тактовой частоты. Структурная схема БВТЧ (рис.11.38, для простоты показан один канал), вырабатывающего

196

Рис. 11.38. Упрощенная структурная схема блока восстановления тактовой частоты. СУ может быть заменено на устройство перемножения (Пм)

Рис. 11.39. К пояснению работы БВТЧ

Для синхронизации работы блока ППД (см. рис.11.35), а также других блоков приемника, обрабатывающих цифровой сигнал, необходимо

11.5. Цифровое спутниковое радиовещание (система DSR)

Программы цифрового спутникового радиовещания (DSR - Digital

передаются по кабельным сетям в Германии и Швейцарии на частоте 118 МГц

[33].

197

кодовых слов 16/14 с плавающей запятой (см. подраздел 11.1.6). Система DSR одновременно транслирует 16 стереофонических (или 32 монофонических) звуковых программ.

Рис. 11.40. Структурная схема кодера передатчика системы DSR

Структурная схема кодера передатчика системы DSR приведена на рис.11.40. В этой системе используется DQPSK-модуляция, подробно рассмотренная в предыдущем разделе. Поэтому здесь рассмотрим лишь алгоритм формирования цифровых потоков CK1 ( t ) и DK2 ( t ) , поступающих на

DQPSK-модулятор.

В системе DSR параллельно (во временной области) формируются два основных кадра (ОК) K1 и K2 , каждый из которых содержит цифровые

отсчеты уровней сигналов восьми передаваемых программ (к кадру K1 относятся программы I, II, ... , VIII; к кадру K2 - программы IX, X, ... , XVI), а также информацию о защите от ошибок и информацию управления.

Основные кадры K1 и K2 содержат по 320 бит (рис.11.41,а), что при частоте повторения кадров 32 кГц (равной частоте дискретизации) определяет

относящегося к кодовым последовательностям Баркера (см. подраздел 11.7.4), причем для K1 СлЦС имеет вид 11100010010 , а для K2 - оно инверсно:

00011101101 . Использование СлЦС из последовательностей Баркера позволяет применить при приеме автокорреляционный анализ и осуществить точное восстановление фазы тактовой частоты.

198

Рис. 11.41. Структура цифровых потоков системы DSR

За СлЦС в основных кадрах следует 1 бит сервисной службы (СС), причем эти биты несут одинаковую информацию как в кадре K1 , так и в кадре

K2 . Далее следуют четыре 77-битовых блока данных (БД), структура которых раскрыта на рис.11.41,б. В каждом БД содержатся данные цифровых отсчетов сигнала звука левого и правого каналов двух стереопрограмм A I, B I, A II, B II (или четырех монофонических программ M I, M II, M III, M IV). Причем сначала следуют по 11 бит старших разрядов 14-битовых кодовых слов (MSBкс, всего 11 4 44 бит ), затем 19 избыточных битов, образующих с 44 битами код БЧХ (63,44). Код БЧХ (63,44) в защищаемых 44 битах позволяет опознать и исправить две ошибки и дополнительно, по крайней мере, три ошибки опознать и замаскировать, интерполируя между последующим и предыдущим значениями отсчетов [33].

Далее в БД следуют 2 бита ( МК (I) и МК (II)), содержащие информацию о масштабных коэффициентах (МК) преобразования 16/14 для стереофонической I программы и стереофонической II программы (или соответствующих монофонических программ). Последними в каждом 77-битовом БД следуют 3 бита младших разрядов четырех кодовых слов

199

(LSBкс). Младшие разряды не защищаются от ошибок, так как ошибки в них при приеме практически не слышны.

Биты МК( N ) (где N номер программы) различных блоков данных при передаче 64 основных кадров образуют 64-битовые информационные кадры (ИК, рис.11.41,в), время формирования каждого из которых равно 2 мс. В ИК трижды попарно передаются масштабные коэффициенты для отсчетов сигналов левого ( МК AN ) и правого ( МКBN ) каналов соответствующей

стереопрограммы (или соответствующих монопрограмм). Значение каждого масштабного коэффициента, относящегося к соответствующим 64 отсчетам звукового сигнала за 2 мс, кодируется 3 битами. Каждая пара масштабных коэффициентов защищена от ошибок кодом БЧХ (14,6) с восемью проверочными битами. Последние 22 бита ИК зарезервированы и пока не используются.

Биты сервисной службы (СС) после прохождения 64 основных кадров образуют 64-битовые сервисные кадры (СК, рис.11.41,г), время формирования каждого из которых равно 2 мс. Первый СК начинается с 16-битового слова синхронизации (СлС) вида 0000010111001111 , остальные семь - со слов 0000010111111111 . Следующие 32 бита несут информацию о коде передатчика, о характеристиках и жанрах программ: номер программы, моно или стерео, речь или музыка, известия, спорт, религия и пр. Последние 8+8=16 битов СК зарезервированы для будущих применений и пока не используются. Восемь СК образуют сервисный суперкадр (ССК), время формирования которого 16 мс (рис.11.41,д). Каждые 16 мс сервисная информация повторяется.

Сформированные таким образом цифровые потоки программ I - VIII и программ IX - XVI поступают на блоки перемежения (ПРЖ), а затем скремблируются путем суммирования «по модулю два» с бинарной ПСП (см. рис.11.40). Не перемежаются и не скремблируются слова синхронизации и биты сервисной службы в начале основных кадров K1 и K2 (первые 12 бит).

После перемежения и скремблирования образуются цифровые потоки CK1 ( t ) и DK2 ( t ) , которые поступают на DQPSK-модулятор. Поскольку одно значение фазы DQPSK-радиосигнала определяют два бита потоков CK1 ( t ) и DK2 ( t ) , то форма единичного элемента такого сигнала имеет вид

200

где n 320 число битов в основном кадре K1 (или в K2 ).

Рис. 11.42. Структурная схема приемной станции системы DSR для приема спутниковых радиосигналов

Структурная схема станции для приема спутниковых программ DSR изображена на рис.11.42. В ее состав входят: параболическая антенна (ПА) диаметром 0 ,8 м ; конвертер - преобразователь несущих частот спутникового

вещания; тюнер - блок, при помощи которого проводится настройка приемной станции на необходимый канал (ствол) спутникового вещания и производится необходимая обработка принятого сигнала.

основного лепестка диаграммы направленности по половинной мощности

0 ,5 70 / DA 2 ,2 o [35].

Конвертер содержит малошумящий усилитель (МШУ) и преобразователь частоты, состоящий из смесителя (СМ), гетеродина (Г),

полосового фильтра (ПФ). Конвертер переносит несущие частоты и спектры спутниковых радиосигналов в диапазон входных частот тюнера, т.е. осуществляет преобразование частот (11 ,7 ...12 ,75 ГГц ) / (0 ,95 ...2 ,0 ) ГГц . Для

уменьшения собственной шумовой температуры станции конвертер и облучатель антенны конструктивно объединяют в один блок и помещают в фокус параболической антенны. Напряжение питания на конвертер подается от тюнера по центральной жиле и оплетке коаксиального кабеля (КК).