Учебное пособие «Микросхемотехника Аналоговая микросхемотехника»

 применение комплементарных структур способствовало бы созданию весьма простых схем, но принципиальные ограничения, связанные с интегральной технологией, затрудняют применение дифференциальных усилителей с дополняющими транзисторами.

Наиболее естественный способ увеличения входного сопротивления и снижения входного тока смещения дифференциального усилителя состоит в использовании составного транзистора по схеме Дарлингтона.

Еще более совершенным способом улучшения характеристик дифференциального усилителя является использование транзисторов со сверхбольшим коэффициентом усиления. Имея чрезвычайно тонкую базу, транзисторы со сверхбольшим коэффициен-

том усиления могут обеспечивать усиление по току порядка 4 103 даже при эмиттерном токе в несколько микроампер. Однако при таком большом коэффициенте усиления напряжение пробоя коллекторного перехода снижается до 4 В, а коэффициент усиления по току начинает сильно зависеть от коллекторного напряжения. На рисунке 2.33 представлена схема каскодного дифференциального усилителя с плавающим выходом, в котором применены транзисторы со сверхбольшим коэффициентом усиления.

Усилитель обладает рядом преимуществ:

коллекторное напряжение мало и постоянно;

входной ток покоя очень мал и составляет 1–2 нА;

ток смещения, равный 50–200 пА, на два порядка меньше, чем в простом дифференциальном усилителе;

большой коэффициент усиления по току обеспечивает значение дифференциального входного сопротивления 20–50 МОм.

Однако сильно уменьшенная ширина базы приводит к увеличению технологического разброса параметров, что в свою очередь обусловливает довольно большое напряжение смещения. Включение по схеме с плавающим потенциалом защищает входные транзисторы от опасного воздействия синфазной составляющей входного напряжения значительного уровня, но дифференциальная составляющая входного напряжения в этом случае не должна превышать десятых долей вольта.

Для согласования с выходными каскадами в ИМС часто при-

меняются дифференциальные каскады с однофазным выходом.

– 72 –

Схема такого каскада на биполярных транзисторах показана на рисунке 2.34. В этой схеме дифференциальный каскад построен на транзисторах VT1 и VT2. Токи эмиттеров этих транзисторов задаются источником тока, построенным на транзисторных структурах VT5, VT6 и резисторах R5, R6, R7.

I0

UИП

Рисунок 2.33 — Дифференциальный усилитель на транзисторах со сверхбольшим коэффициентом усиления,

включенных по каскодной схеме

Источник тока способствует углублению обратной связи, благодаря чему повышается степень подавления синфазных составляющих. Один из выходов дифференциального каскада подключается к базе усилительного каскада на транзисторе VT4. Чтобы не нарушать симметрию схемы, такой же каскад на транзисторе VT3 подключается к другому выходу дифференциального каскада. Каскад на транзисторе VT3 одновременно используется как инвертирующий усилитель для увеличения коэффициента усиления

– 73 –

меры к тому, чтобы напряжение Uис всегда превышало напряже-

ние отсечки. Одновременное выполнение указанных условий требует применения вспомогательных устройств, поддерживающих постоянный уровень напряжения Uис.

UИП

Такие устройства проще всего реализовать, если в предварительные каскады обычного дифференциального усилителя включить полевые транзисторы по схеме с общим стоком. Поскольку в этом случае снимается ограничение, накладываемое на входной ток, эмиттерные токи транзисторов можно выбрать сравнительно большими (0,2–0,5 мА), что облегчает согласование входных каскадов с дифференциальными усилителями даже на p-n-p-тран- зисторах с низким коэффициентом усиления.

– 76 –

Напряжения смещения и дрейфа, по крайней мере, на порядок выше, чем в дифференциальных усилителях на биполярных транзисторах. Для снижения этих напряжений используются полевые транзисторы, выполненные с помощью метода ионного легирования и совмещенной технологии изготовления биполярных и полевых транзисторов.

Преимущества комплементарных структур можно реализовать путем включения n-p-n-транзистора с большим коэффициентом усиления по току и дополняющего p-n-p-транзистора с регулируемым коэффициентом усиления в комплементарную каскодную схему (рисунок 2.37,а).

Рисунок 2.37 — Дифференциальный усилитель на комплементарных транзисторах, включенных по каскодной схеме (а), и его эквивалентная схема по постоянному току (б)

Напряжение пробоя переходов база-эмиттер транзисторов VT1 и VT2 складываются последовательно с напряжениями пробоя переходов база-эмиттер транзисторов VT3 и VT4, равными 40–60 В.

– 78 –

Поэтому максимально допустимое входное дифференциальное напряжение весьма высоко. Последовательное включение двух схем, каждая из которых имеет по два перехода база-эмиттер, приводит к тому, что напряжения смещения и дрейфа значительно больше, чем в простом дифференциальном усилителе. Шумовые характеристики также оказываются хуже.

На рисунке 2.37,б приведена эквивалентная по постоянному току схема, в которой p-n-p-транзисторы имеют такие же коэффициенты усиления, как транзисторы VT1 и VT2 на рисунке 2.37,а. Однако в режиме по переменному току эквивалентность этих схем нарушается. Пара транзисторов, включенных по каскодной схеме, имеет лучшие характеристики, чем простая схема на p-n-p-тран- зисторах.

Преимущества объясняются рядом факторов, главный из которых состоит в том, что включенные по схеме с общей базой транзисторы VT3 и VT4 отделены от нагрузки транзисторами VT1 и VT2, включенными по схеме с общим коллектором. Вследствие того что токи покоя эмиттеров определяются током источника через базовые токи транзисторов VT3 и VT4, весьма существенно, чтобы транзисторы VT3 и VT4 имели одинаковые коэффициенты усиления по току. Это требование легко выполнить, используя дополняющие транзисторы с относительно небольшими регулируемыми коэффициента усиления по току. В этом случае ток источника, необходимый для получения заданного эмиттерного тока,

терный ток транзисторов VT1 и VT2; ос — регулируемый коэф-

фициент усиления транзисторов VT3 и VT4.

Из рисунка 2.37,а видно, что схема симметрична относительно вертикальной оси, проходящей через точку А, потенциал которой остается постоянным при симметрии входных сигналов. Поэтому каждое плечо работает как независимый усилитель, в котором транзисторы выполнены со связанными эмиттерами.

Свойства каждого плеча можно определить, допустив, что условная общая точка заземлена, как показано на рисунке 2.38,а. Если на вход каскада подается синфазная составляющая сигнала,

– 79 –

то точку А уже нельзя считать общей. Она соединяется с общей шиной через внутреннее сопротивление источника сигнала Rгсм ,

как показано на рисунке 2.38,б.

Рисунок 2.38 — Эквивалентные для дифференциального (а) и синфазного (б) сигналов схемы дифференциального усилителя

на комплементарных транзисторах, включенных по каскадной схеме

2.5. д‡ТН‡‰˚ Т‰‚Л„‡ ФУЪВМˆЛ‡О¸М˚ı ЫрУ‚МВИ

Вынужденный отказ от разделительных конденсаторов при построении усилителей ставит перед разработчиками ИМС дополнительные трудности. Известные из дискретной схемотехники методы каскадирования в микроэлектронике неприемлемы. Даже такой, казалось бы, приемлемый способ согласования каскадов, как использование комплементарных транзисторов, находит в интегральных усилителях очень ограниченное применение. В монолитных ИМС отсутствуют высококачественные p-n-p-тран- зисторы, которые можно получить в едином цикле технологического процесса. Транзисторы типа p-n-p, как правило, имеют низкий коэффициент усиления (несколько единиц) и плохие

частотные свойства. Их применение оправдано только в эмиттер-

– 80 –