Учебное пособие «Микросхемотехника Аналоговая микросхемотехника»

нашли применения. Вместо них в ряде схем стабилизаторов напряжения в интегральном исполнении применяются узлы выключения регулирующего транзистора внешним сигналом. Типовая схема такого узла представлена на рисунке 4.19,а. Входная вольтамперная характеристика схемы на типовых маломощных интегральных транзисторах для расчета цепей управления выключением регулирующего транзистора представлена на рисунке 4.19,б.

Рисунок 4.19 — Схема выключения стабилизатора напряжения внешним сигналом (а) и ее входная вольт-амперная характеристика (б)

Во всех случаях контролируемый уровень тока или напряжения определяется или значением входного напряжения, или максимально допустимым током нагрузки, которые зависят от окружающей температуры и теплового сопротивления конструкции интегрального стабилизатора напряжения.

Учет всех этих факторов при определении, в частности, тока срабатывания защиты не исключает перегрузок по мощности, возникающих при коротких замыканиях в нагрузке, ведущих к перегреву интегральной микросхемы и выходу ее из строя. Одновременный учет всех факторов, вызывающих перегрузки, ведет к неоправданному снижению энергетических характеристик

– 191 –

и неполному использованию по мощности интегральных стабилизаторов напряжения.

Введение тепловой защиты, ограничивающей максимальную температуру кристалла интегральной микросхемы, исключает эти недостатки.

Размещение температурно-чувствительного элемента (перехода эмиттер-база) в непосредственной близости с РЭ или внутри кристалла интегральной микросхемы, а также сравнительно малая теплоемкость конструкции позволяют получать времена срабатывания защиты около 5 мс. При этом для полупроводниковых микросхем ошибка срабатывания тепловой защиты не превышает10 % на уровне максимально допустимой температуры кристал-

ла ±175 °С.

На рисунках 4.20 и 4.21 представлены схемы тепловой защиты, нашедшие применение в интегральных стабилизаторах напряжения.

В рабочем режиме при температуре, не превышающей допустимую Tдоп, источник опорного напряжения поддерживает на базе

температурно-чувствительного и исполнительного элемента VT2 напряжение смещения ниже порога включения.

– 192 –

Использование нелинейного двухкаскадного усилителя (см. рисунок 4.21) на транзисторах VT2, VT3 позволяет существенно повысить чувствительность схемы и снизить рассеиваемую стабилизатором (микросхемой) мощность практически до нуля при срабатывании защиты.

4.4. ирЛМˆЛФ˚ ФУТЪрУВМЛfl ЛМЪВ„р‡О¸М˚ı ТЪ‡·ЛОЛБ‡ЪУрУ‚ М‡ФрflКВМЛfl

Построение интегральных стабилизаторов напряжения определяется:

техническими требованиями к основным параметрам и условиями эксплуатации;

типом конструктивно-технологического исполнения;

технико-экономическими показателями.

Выполнение высоких технических требований при реализации интегральных стабилизаторов напряжения требует создания стабильных источников напряжения, усилительных каскадов с большим усилением (с обязательным обеспечением устойчивости), применения мощного и высокочастотного РЭ, согласования отдельных узлов схемы с учетом температурной компенсации.

– 193 –

Полупроводниковая технология изготовления интегральных стабилизаторов не позволяет осуществлять широкое относительное варьирование основных параметров транзисторов, резисторов, конденсаторов по сравнению с гибридной технологией, допускающей использование элементов, изготовленных практически по любой технологии и из любого исходного материала.

Выполнение технико-экономических показателей определяется взаимозависимыми факторами стоимости и развития массового производства проектируемых микросхем, а также сроками их применения.

При массовом производстве с использованием автоматизации технологических процессов изготовления и контроля снижается стоимость приборов. Так, рост объема выпуска на три порядка снижает стоимость на один порядок. В этом случае явные преимущества имеют интегральные стабилизаторы напряжения, изготовленные по полупроводниковой технологии, так как она позволяет создавать микросхемы с высокой степенью интеграции компонентов групповыми методами и с высокой повторяемостью параметров. В пользу этого конструктивно-технологического принципа исполнения интегральных стабилизаторов свидетельствует и развивающаяся комплексная микроминиатюризация радиоаппаратуры, так как разрешающая способность полупроводниковой технологии примерно в 25 раз выше гибридной. На сроки применения основное влияние оказывает динамический диапазон работы стабилизаторов и к.п.д., что в свою очередь выдвигает требования максимальной простоты схемы высокого качества силового регулирующего транзистора.

Анализ этих факторов с учетом современного состояния микроэлектроники позволяет сделать ряд выводов.

Для широкого применения в различных классах радиоэлектронной аппаратуры наиболее оправдано полупроводниковое исполнение интегральных стабилизаторов напряжения, так как требования к основным параметрам, как правило, не являются жесткими и вполне реализуемы.

Для специальных условий применения, характеризуемых повышенными требованиями к отдельным или ко всем параметрам интегральных стабилизаторов напряжения, когда не требуется

– 194 –

крупносерийный выпуск, наиболее целесообразно использовать гибридную технологию. Возможность подбора и подгонки необходимых элементов позволяет реализовать практически любые предъявляемые требования.

Для широкого применения и выполнения повышенных требований к отдельным характеристикам или параметрам интегральных стабилизаторов (например, более высокая выходная мощность или минимальные потери на регулирующем транзисторе, т.е. повышенный к.п.д.) возможно сочетание первых двух видов исполнения, т.е. гибридное исполнение с использованием полупроводниковых микросхем.

Все это определенным образом находит отражение в микросхемотехнике проектируемых интегральных стабилизаторов напряжения. Использование полупроводниковых интегральных стабилизаторов напряжения в сочетании с внешними дискретными полупроводниковыми приборами (транзисторами, стабилитронами и т.д.), а также с другими интегральными микросхемами (операционными усилителями) позволяет получать высокие основные параметры: малую нестабильность по напряжению и току, высокую выходную мощность и к.п.д.

На рисунке 4.22 представлена схема интегрального стабилизатора напряжения с регулируемым выходным напряжением положительной полярности типа К142ЕН1,2.

Данная схема относительно проста. Сравнительно малое количество элементов в цепи усиления и обратной связи (VT3, VT4, VT7), низкое выходное сопротивление составного транзистора, развязка дифференциального усилителя от источника опорного напряжения через делитель R1-R2 и эмиттерный повторитель VT5 обеспечивают достаточно высокие стабилизирующие и динамические свойства стабилизатора.

Схема содержит дополнительные элементы защиты от электрических перегрузок: по току и короткому замыканию (VT9), выключения внешним сигналом (VD3, R4, VT8). Наличие выводов от отдельных узлов схемы позволяет улучшать характеристики за счет имеющейся возможности подключения внешнего дополнительного источника питания (выводы 4, 8), усиливающего транзистора (выводы 13, 14, 16), фильтра шумов (выводы 3, 8, 12).

– 195 –

Поскольку данная интегральная микросхема стабилизатора напряжения наиболее простая, ее можно считать базовой при сопоставлении параметров более сложных микросхем. На рисунке 4.23 приведена схема двухкаскадного интегрального стабилизатора напряжения с регулируемым выходным напряжением К142ЕН3.

– 196 –

Схема состоит из следующих основных функциональных узлов: источников опорного напряжения VD1–VD6, VT1–VT6, R1– R10; цепей сравнения и усиления сигнала рассогласования VT7– VT17; последовательных РЭ VT21, VT22, R15; защиты от перегрузок по току VT20, R14–R17; тепловой защиты VT18, VT19, R13; выключения внешним сигналом VT19, R18.

Источник опорного напряжения, выполненный на основе обратносмещенных эмиттер-базовых переходов VD1, VD3, термокомпенсирован такими же прямосмещенными переходами VD4– VD6. Цепь R1–VD2 служит для запуска схемы в момент включения. После установления режима ток через диод VD2 не протекает, так как разность потенциалов на его катоде и аноде много меньше 0,7 В, обеспечиваемых идентичными характеристиками стабилитронов VD1, VD3.

Транзистор VT3 является эмиттерным повторителем, образующим с цепями нагрузки три источника опорного напряжения для каскадов усиления и тепловой защиты. Использование на выходе источников опорного напряжения эмиттерных повторителей VT4, VT5 позволяет получать выходные сопротивления около

10 Ом.

Узел сравнения и усиления сигнала рассогласования состоит из двух каскадов с раздельным входом эталонного напряжения. Благодаря этому практически исключается влияние положительной обратной связи по питанию. Конденсаторы C1, C2 емкостью около 30 пФ предназначены для устранения автоколебаний на высоких частотах. Транзистор VT17 служит для устранения автоколебаний на низких частотах при малых выходных напряжениях и большой нагрузке. Этот транзистор включается в том случае, когда разность потенциалов между базами транзисторов VT9–VT10 превышает 0,65 В, что возможно только при работе стабилизатора в нелинейном режиме.

Для создания интегральных стабилизаторов напряжения с фиксированным выходным напряжением наиболее перспективным является использование источников опорного напряжения на основе запрещенной зоны полупроводника. Их особенность заключается в том, что выделение сигнала рассогласования происходит в них самих. Такие источники опорного напряжения позво-

– 198 –

ляют снизить входные напряжения до 3–5 В и тем самым за счет уменьшения допустимых напряжений Uвх-вых при низких вход-

ных напряжениях повысить к.п.д. стабилизатора. В целях улучшения условий внутренней термокомпенсации наиболее целесообразно использование усилителя сигнала рассогласования на основе составных транзисторов с общим эмиттером.

Часто в реальных условиях требуется стабилизация напряжения не только положительной полярности, но и отрицательной. В основу построения таких интегральных стабилизаторов могут быть положены транзисторы p-n-p типа, но это решение встречает ряд технологических трудностей при создании их с высокими коэффициентами усиления. В основном подобные типы микросхем строятся на транзисторах n-p-n-типа. Отличием их является только то, что для сравнения и усиления, а также в источнике опорного напряжения включаются транзисторы p-n-p с целью инвертирования сигнала. В этом случае коэффициенты усиления по току p-n-p- транзисторов могут иметь низкие значения (h21э 1).

– 199 –

5. äÓÏÔ‡ð‡ÚÓð˚ ̇ÔðflÊÂÌËfl

5.1. п‡р‡НЪВрЛТЪЛНЛ НУПФ‡р‡ЪУрУ‚

Компаратор — это схема (рисунок 5.1,а), предназначенная для сравнения входных напряжений U1 и U2 и выработки выход-

На рисунке 5.1,б показана передаточная характеристика компаратора (зависимость Uвых от Uдиф U1 U2 ). В зависимости от типа

компаратора и уровней напряжения питания напряжения U в и U н могут быть либо противоположной полярности (U в положитель-

но, a U н отрицательно), либо одной полярности (оба напряжения либоположительны, либо отрицательны).

Коэффициент усиления компаратора без обратной связи обычно очень велик, хотя и меньше, чем ОУ. Типичное значение коэффициента усиления на низких частотах лежит в диапазоне от 3000 до 100000. Изменение входного напряжения, необходимое для переключения компаратора из одного состояния в другое, очень мало, как правило, от 0,1 до 3 мВ. Вследствие малого входного напряжения переключения выходное напряжение компарато-

ра почти все время соответствует уровню насыщения — либо U н, либо U в.

Компаратор можно представить как одноразрядный аналогоцифровой преобразователь (АЦП), вырабатывающий на выходе

– 200 –