Учебное пособие «Микросхемотехника Аналоговая микросхемотехника»

фиксированным выходным напряжением и импульсные стабилизаторы.

Главной особенностью интегральных стабилизаторов с регулируемым выходным напряжением является отсутствие в их электрической цепи обратной связи измерителя сигнала в виде резистивного делителя и наличие выводов практически от каждого функционального узла. Такое построение расширяет область их применения за счет использования универсальных свойств и включения дополнительных внешних компонентов как для улучшения собственных электрических характеристик и энергетических параметров, так и для построения других функциональных узлов электронной аппаратуры. Интегральные стабилизаторы напряжения с фиксированным выходным напряжением представляют собой функционально законченные микросхемы, назначение которых обеспечение неизменного выходного напряжения ИВЭ в условиях воздействия различных дестабилизирующих факторов и защита от электрических и тепловых перегрузок. Они являются, как правило, наиболее сложными в микросхемотехническом и функциональном отношении, более мощными по сравнению с интегральными стабилизаторами первого вида, более надежными, так как не требуют дополнительных внешних дискретных компонентов.

4.2. лЛТЪВП‡ Ф‡р‡ПВЪрУ‚ ЛМЪВ„р‡О¸М˚ı ТЪ‡·ЛОЛБ‡ЪУрУ‚ М‡ФрflКВМЛfl

Стабилизаторы напряжения, выполненные на дискретных компонентах, характеризуются отсутствием единых унифицированных и стандартизированных схемотехнических решений, что обусловило многообразие подходов к определению их параметров.

Появление интегральных стабилизаторов напряжения в виде единой микросхемы и массовый выпуск этих устройств потребовали однозначного подхода к характеристике их функциональных свойств.

– 162 –

Известно, что в стабилизаторах напряжения при воздействии возмущения на входе абсолютное приращение на выходе зависит от уровня выходного напряжения. Для стабилизаторов с регулируемым выходным напряжением значения параметров как для линейной системы в пределах регулировки могут иметь бесконечное число неповторяющихся значений. Поэтому целесообразно оценивать реакцию стабилизатора на изменение входного напряжения во всем диапазоне регулировки выхода одним постоянным значением параметра. Этого можно достигнуть при оценке параметра относительной величиной при заданном возмущении.

При дискретном характере изменения нагрузки интегрального стабилизатора напряжения наиболее оправданным является выбор точностных параметров.

Точностные параметры:

 нестабильность выходного напряжения при заданном изменении входного напряжения (%)

Ku Uвых 100;

Uвых

 нестабильность по току при заданном сбросе или набросе нагрузки (%)

Ki Uвых 100.

Uвых

Для двухполярных интегральных стабилизаторов напряжения дополнительно вводятся параметры взаимного влияния дестабилизирующих факторов каналов противоположной полярности,

аименно:

взаимная нестабильность по напряжению положительного канала при изменении входного напряжения по отрицательному каналу (%)

Ku( ) Uвых( ) 100;

Uвых( )

 взаимная нестабильность по напряжению отрицательного канала при изменении входного напряжения по положительному каналу (%)

– 164 –

Ku( ) Uвых( ) 100;

Uвых( )

 взаимная нестабильность по току положительного канала при сбросе нагрузки отрицательного канала (%)

Ki( ) Uвых( ) 100;

Uвых

 взаимная нестабильность по току отрицательного канала при сбросе нагрузки положительного канала (%)

Ki( ) Uвых( ) 100.

Uвых

Наряду с перечисленными параметрами используются обще-

Kсгл 20lg Uвх~ . Uвых~

Представленная система основных параметров достаточно полно отражает функциональные свойства интегральных стабилизаторов напряжения любого типа независимо от их схематического и конструктивно-технологического построения.

– 165 –

4.3. îÛÌ͈ËÓ̇θÌ˚ ÛÁÎ˚ ËÌÚ„ð‡Î¸Ì˚ı ÒÚ‡·ËÎËÁ‡ÚÓðÓ‚ ̇ÔðflÊÂÌËfl

кВ„ЫОЛрЫ˛˘ЛИ ˝ОВПВМЪ

Регулирующий элемент в стабилизаторах напряжения непрерывного действия выполняет роль активного сопротивления, которое изменяется под действием управляющего сигнала в зависимости от изменения входного напряжения или тока нагрузки. В качестве такого активного сопротивления обычно используются транзисторы с большим допустимым уровнем токов.

Для согласования мощного транзистора с маломощными транзисторами усилителя постоянного тока используется включение нескольких транзисторов по схеме Дарлингтона (рису-

нок 4.4).

Uвх2

Рисунок 4.4 — Составной транзистор на комплементарных транзисторах

Согласованное управление достигается за счет равенства тока эмиттера маломощного транзистора с током базы мощного транзистора.

Применение составных транзисторов позволяет существенно увеличить коэффициент передачи тока и снизить влияние неуправляемого теплового тока коллектора и температурного тока базы, получить малое выходное сопротивление. Поэтому они достаточно широко используются в РЭ и других узлах стабилизаторов напряжения, в частности в усилителях постоянного тока.

– 166 –

Задание рабочих точек составного транзистора в интегральных стабилизаторах с учетом температурных влияний и полного сброса тока нагрузки осуществляется с помощью стабилизатора тока, который одновременно является активной нагрузкой усилителя постоянного тока.

Для большего увеличения выходного тока обеспечивается возможность подключения к составному транзистору микросхемы одного или нескольких более мощных внешних транзисторов.

В интегральных стабилизаторах напряжения при токах нагрузки 5–10 А часто используют последовательное включение 3–4 транзисторов. При этом увеличивается напряжение Uкэ регули-

рующего составного транзистора, так как

UкэнасVT UкэнасVT1 UбэVT 2 ... UэбVTN .

Это напряжение в основном определяет к.п.д. и нагрузочную способность интегральных стабилизаторов.

Увеличение максимально допустимого тока нагрузки достигается в основном за счет создания мощных транзисторов с большим коэффициентом передачи тока и улучшения теплофизических параметров конструкции микросхемы стабилизатора (уменьшение теплового сопротивления). Наиболее эффективным решением одновременного улучшения к.п.д. и нагрузочной способности является уменьшение напряжения насыщения составного регулирующего транзистора.

Необходимо отметить, что напряжение насыщения интегральных стабилизаторов даже со структурой n+-p-n-n+-типа из-за большого сопротивления коллекторной области, как правило, превышает напряжение насыщения дискретных планарных транзисторов при одинаковых режимах работы. Поэтому в интегральных стабилизаторах напряжения с большими токами нагрузки (5–10 А) используют сочетание интегральных транзисторов в составе микросхемы и мощных дискретных бескорпусных транзисторов, введенных методами гибридной технологии. Для полупроводниковых интегральных стабилизаторов наиболее эффективным способом уменьшения напряжения насыщения составного регулирующего транзистора является введение в его состав p-n-p-транзисторов (см. рисунок 4.4). В такой схеме напряжение

– 167 –

насыщения составного транзистора уменьшается на величину Uбэ.

Однако необходимы специальные меры по достижению высоких граничных частот интегральных p-n-p-транзисторов, которые, как известно, могут быть реализованы в основном за счет повышения разрешающей способности технологии их изготовления.

Для улучшения динамических параметров интегрального стабилизатора стремятся снизить влияние факторов, обусловливающих ухудшение частотных свойств транзисторов на высоком уровне токов. Прежде всего ограничивают рабочую плотность тока эмиттера до значений ниже предельно допустимых в 1,5– 2,0 раза.

Вышесказанное справедливо для составного транзистора в активном режиме работы. В импульсных стабилизаторах режимы работы составного транзистора более сложные и определяются полярностями напряжений на переходах.

В полупроводниковых интегральных стабилизаторах напряжения коммутирующий составной транзистор не входит в режим насыщения. Когда согласующий (маломощный) транзистор насыщен, мощный не может войти в насыщение и работает в активном режиме. При гибридном интегральном исполнении стабилизаторов обычно обеспечивают режим насыщения мощного транзистора.

Одним из важнейших параметров составного транзистора импульсного стабилизатора напряжения является его быстродействие, характеризуемое временем вхождения в режим отсечки (tвыкл) и временем вхождения в режим насыщения (tвкл). Как известно, значение этих времен имеет прямо пропорциональную зависимость от постоянной времени транзисторов и режимов переключения.

Мощность потерь в составном транзисторе с учетом скважности Q переключающих импульсов (отношение периода переключения ко времени нахождения транзистора в режиме насыщения) и при равенстве фронтов нарастания и спада составляет

Pпот Pотс Pнас Pпер Iут Iкб0 Uк Q 1 IкомUкэ ,

Q Q

– 168 –

где Pотс — мощность в выключенном состоянии (отсечки); Pнас — мощность в режиме насыщения; Pпер — мощность переключения; Iут — ток утечки.

Мощность потерь Pпот коммутирующего транзистора и связанный с ней коммутируемый ток Iком ограничиваются теплофи-

зическими параметрами конструкции микросхемы. Многообразие схем регулирующего элемента импульсных

стабилизаторов обусловило характер его интегрального исполнения. Как правило, коммутирующий транзистор РЭ выполняется с разомкнутыми выводами, что облегчает реализацию различных схем включения регулирующего элемента и задание каждому транзистору соответствующего режима. В полупроводниковом интегральном исполнении каждый транзистор размещается в отдельной изолированной области кристалла. Все контактные площадки выводов также изолируются.

аТЪУ˜МЛНЛ УФУрМУ„У М‡ФрflКВМЛfl

Источники опорного напряжения служат для формирования неизменного во времени, независимого от электрического и температурного режимов работы сигнала, с которым сравнивается меняющийся сигнал обратной связи. Выделенный в результате сравнения сигнал рассогласования обеспечивает процесс автоматического регулирования выходного напряжения стабилизатора.

Источник опорного напряжения в интегральных стабилизаторах чаще всего представляет собой параметрический стабилизатор, выполненный на основе эмиттерного перехода n-p-n- транзистора, смещенного в обратном направлении и имеющего характеристику лавинного пробоя. Известно, что переходы, работающие в области лавинного пробоя, характеризуются полным дифференциальным сопротивлением, которое включает две составляющие — электрическую и тепловую. Следовательно, полное изменение напряжения стабилизации параметрического стабилизатора будет равно сумме нестабильности напряжения, обусловленного изменением напряжения питания и тока нагрузки, и изменения температурного режима. Поэтому основные

– 169 –

принципы микросхемотехнического построения источников опорного напряжения обусловлены стремлением снизить или исключить влияние этих двух составляющих полной нестабильности.

На рисунке 4.5,а представлена схема простейшего параметрического стабилизатора напряжения. Электрическая нестабильность Uст.эл. определяется изменением тока нагрузки и диф-

ференциального сопротивления rдиф, являющегося нелинейной функцией тока стабилизации (смещения) Iст. Обычно электриче-

ская нестабильность напряжения параметрического стабилизатора характеризуется коэффициентом нестабильности при постоянном токе нагрузки:

который показывает, во сколько раз относительное изменение напряжения на нагрузке меньше относительного изменения напряжения питания (входного). Другим важным параметром явля-

ется выходное сопротивление Rвых Uст.I Iн Uвх const , которое характеризует стабилизирующие свойства параметрического стабилизатора напряжения при изменении тока нагрузки.

При rдиф const и Rн rдиф значения Kнс и Rвых для однокаскадного параметрического стабилизатора напряжения определяются выражениями

Учитывая, что нестабильность напряжения, обусловленная изменением входного напряжения и тока нагрузки, равна сумме приведенных нестабильностей, можно записать

Uст.эл UвхUстKнс IнRвых,

Uвх

или

– 170 –