Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Томский Государственный Университет Систем Управления и Радиоэлектроники

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

Технологии цифровой радиосвязи

..pdf

Скачиваний:

Добавлен:

05.02.2023

Размер:

1.45 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 12 / 52 3 4 5 > Следующая >>>

Рисунок 6 – Осциллограммы колебаний ВЧ на входе приемника: от основной радиоволны (зеленый цвет);

от эхо-радиоволны (красный цвет); от суммы основной радиоволны и эхо-радиоволны (черный цвет)

Наличие защитного интервала в OFDM-символах позволяет использовать передатчики OFDM-систем для работы в одночастотной синхронной сети (например при организации синхронного цифрового телевещания DVB-T – Digital Video Broadcasting-Terrestrial), когда в приемнике (ПР) мешающим сигналом для текущего ( j того) OFDM-символа передатчика

П	является сигнал предыдущего ( i того) ВЧ-OFDM-символа от соседнего передатчика П	2
1		2

(рисунок 7).

Рисунок 7 – Два одночастотных синхронных передатчика ( П1 и П2 ) на расстоянии D друг от друга (а);

сигнал Sc1 в приемнике (ПР) от передатчика П1 (б);

сигнал Sc 2 в ПР от соседнего передатчика П2

с максимально возможной задержкой tз макс TG относительно сигнала Sc1 (в)

Если разница в запаздывании принимаемых сигналов от двух передатчиков ( t з ) не превышает длительности защитного интервала ( ТG ), то сигнал от соседнего передатчика не будет оказывать мешающего действия (см. рисунки 7,б,в).

Чем больше защитный интервал в ВЧ-OFDM-символе, тем большее расстояние Dмакс возможно между передатчиками, передающими синхронные (одинаковые) ВЧ-OFDM-символы.

Максимальное расстояние между передатчиками одночастотной синхронной сети можно выразить с использованием построений, изображенных на рисунке 7,а, при условии D1 D2 следующим образом:

где

D	с t
макс	макс

с скорость света.

сTG

(7)

1.4Структурная схема формирователя OFDM-радиосигнала

сиспользованием ОДПФ

На рисунке 8 изображена структурная схема формирователя OFDM-радиосигнала с блоком ОДПФ, используемая в современных системах радиосвязи.

Рисунок 8 – Структурная схема формирователя OFDM-радиосигнала (

SRF

) с блоком ОДПФ.

Количество символов и отсчетов ( N , N )

соответствует интервалу времени одного OFDM-символа T ( TG TU )

OFDM-формирователь содержит:
- МПЛ – мультиплексор, при помощи которого в исходный цифрой поток	M k	производится

вставка битов служебной информации (ВСИ) и вставка битов пилотных и защитных поднесущих (ВПЗП);

-АФК – амплитудно-фазовый кодер;

-ППр – преобразователь последовательного потока цифровых символов в параллельный N -массив;

-ОДПФ – блок обратного дискретного преобразования Фурье;

-ВЦП – блок, осуществляющий вставку циклического префикса (ЦП);

-ЦАП – цифро-аналоговые преобразователи синфазного и квадратурного каналов;

-КМ – квадратурный модулятор.

АФК из n	битов цифрового потока может формировать цифровые символы с разным
числом уровней	М 2	n					1
числом уровней	М 2		: 2-х уровневые символы BPSK при n 1 ( М 2 2 ); 4-х уровневые
			2	4 ) и др.
символы QPSK (4-QAM) при n 2 ( М 2				4 ) и др.
В блоке ППр за каждый интервал времени T						запоминается N	символов цифровой
последовательности для процедуры ОДПФ.
Блок ОДПФ на		каждом интервале		времени	T	осуществляет	обратное дискретное

преобразование Фурье от

N -символьной цифровой последовательности с образованием

комплексных отсчетов («временных коэффициентов»), соответствующих полезной части НЧ-OFDM-символа.

Для вставки ЦП в НЧ-OFDM-символ в блоке ВЦП за интервал времени

осуществляется	запись N комплексных дискретных отсчетов, а в следующий интервал
времени T – их ускоренное считывание в специфическом порядке с образованием большего
числа отсчетов:	N N TG TU / TU .

Блок Re-Im выделяет действительные (Re) и мнимые (Im) составляющие дискретных отсчетов, полученных после ВЦП.

Блоки ЦАП за каждый интервал времени T преобразуют N Re-составляющих и N Im-составляющих дискретных отсчетов в непрерывные аналоговые сигналы I ( t ) и Q( t ) .

За интервал времени T сигнал I ( t ) является НЧ-I-OFDM-символом, а сигнал Q( t ) – НЧ-Q-OFDM-символом. НЧ-I-OFDM и НЧ-Q-OFDM символы состоят соответственно из косинусоидальных и синусоидальных ортогональных гармоник (НЧ-поднесущих) с частотами

F0 , F1 , ..., FN 1 .

В КМ осуществляется перенос спектров НЧ-I-Q-OFDM-символов в область ВЧ с образованием за время T OFDM-символа. OFDM-символ на выходе КМ (см. подраздел 1.9)

– это однополосный радиосигнал с ортогональными ВЧ-поднесущими f 0 , f 1 , ..., fN 1 .

1.5 Осциллограмма НЧ-OFDM-символа. Циклический префикс. Пик-фактор OFDM-символа

Для иллюстрации формирования защитного интервала при помощи ЦП рассмотрим в

пределах временного интервала

осциллограмму полезной части простейшего

НЧ-OFDM-символа, состоящего из суммы всего лишь трех ортогональных гармонических косинусоидальных колебаний с нулевой начальной фазой, одинаковыми амплитудами и частотами (рис. 9):

F2 2 F1

F3 3F1 .

Для формирования в НЧ-OFDM-символе защитного интервала длительностью TG

используют процедуру, которую называют «вставка циклического префикса» (ВЦП). Процедура ВЦП заключается в том, что копия конца полезной части

НЧ-OFDM-символа вставляется перед его полезной частью. На рисунке 9 TG TU / 4 TG макс

(см. формулу (2)), однако длительность ЦП может быть меньше, чем TU / 4 .

Рисунок 9 – Осциллограмма НЧ-OFDM-символа, состоящего из суммы трех ортогональных гармонических колебаний Префикс (защитный интервал) имеет длительность TG

(НЧ-поднесущих).

T	/ 4
U

Из осциллограммы рисунка 9 видно, что префикс позволяет в момент времени t1 , соответствующий границе защитного интервала и полезной части OFDM-символа, получить непрерывный (без скачка) сигнал. При этом обеспечивается стабильная работа приемной аппаратуры.

Из осциллограммы также видно, что НЧ-OFDM-символ имеет непостоянную амплитуду и большое значение пик-фактора (Peak to Average Power Ratio – PAPR), определяемого как отношение максимальной (пиковой) мгновенной мощности радиосигнала к его средней мощности.

Наибольший пик-фактор НЧ-OFDM-символа соответствует моменту времени, когда мгновенные значения амплитуд всех несущих максимальны:

PAPRмакс [дБ] 10lg N .	(8)
Среднеквадратический пик-фактор НЧ-OFDM-символа:
PAPR [дБ] 1 / 2 PAPRмакс [дБ] 1 / 2 10lg N .	(9)

В КМ НЧ-OFDM-символы переносятся в область радиочастот с образованием OFDM-символов также с большим PAPR.

Большое значение PAPR является недостатком OFDM-радиосигнала, поскольку требует использования в передатчике и приемнике линейных усилителей, работающих в режиме «А» и имеющих малый КПД.

1.6 Использование ОДПФ для формирования НЧ-OFDM-символа на основе простой двухуровневой цифровой последовательности

Известно, что прямое дискретное преобразование Фурье (ДПФ, DFT – Discrete Fourier Transform) и обратное дискретные преобразования Фурье (ОДПФ, IDFT – Inverse Discrete

Fourier Transform) связывают комплексные гармоники сигнала									Сq
коэффициенты») с частотами Fq и	комплексные						отсчеты сигнала		X m
коэффициенты») на интервале времени	T 1 / F1		следующими выражениями:
	1	N 1		j	2		q	m
		N 1		j			q	m

Cq	X m e				N			;
	N m 0
		N 1		2
		N 1	j		N	m	q
X m Cq e					N			,
X m Cq e								,
		q 0

(«частотные

(«временные

(10)

(11)

где

число отсчетов дискретного сигнала во временной области и число гармоник этого

сигнала в частотной области.

Чтобы понять смысл использования ОДПФ для формирования НЧ-OFDM-символа, сначала проделаем ДПФ для дискретного сигнала, представленного для упрощения рассмотрения действительными отсчетами ( N 8 ) на временном интервале T (рис. 10,а):

X0 2, X1 0, X2 2, X3 0, X4 2, X5 0, X6 2, X7 0 .

Используя (10),


	1
C	1				2
C					2
0		8
		8

	1
C	1			2
C				2
1
		8

	1
C	1				2
C					2
2		8
		8

	1
C	1				2
C					2
3		8
		8

	1
C	1				2
C					2
4
	8

	1
C	1		2
C			2
5
	8

	1
C	1				2
C					2
6		8
		8

	1
C	1		2
C			2
7
	8

получим действительные амплитуды гармоник:


	j		0	0
e		4
e

		j	1	0
e		4
e

	j		2	0
e		4
e

	j		3	0
e		4
e

j			4	0
e		4
e

	j		5	0
e		4

	j		6	0
e		4
e

	j		7	0
e		4

0 2


	j
e	4
e

	j
e	4
e

	j
e	4
e

j
e	4
e

j
e	4
e

j
e	4

	j
e	4
e

	j
e	4

0		2



1		2


2		2


3		2

4		2


5		2


6		2


7		2

0 2

j e


0		4			j			0		6
			0	2 e	4							0		0	;
			0	2 e								0		0	;



1	4			j		4	1		6
			0 2 e			4					0		0 ;
			0 2 e								0		0 ;


					j
2		4			j			2			6
			0	2 e		4						0		1;
			0	2 e								0		1;



3		4		j				3 6
			0 2 e		4							0		0	;
			0 2 e									0		0	;



4		4			j			4		6
			0	2 e	4							0		0	;
			0	2 e								0		0	;



5		4	0	j				5		6		0		0 ;
			0	2 e	4							0		0 ;



6		4			j			6			6
			0	2 e	4							0		1	;
			0	2 e								0		1	;


					j
7		4	0	2 e	j			7	6			0		0 .
			0	2 e		4						0		0 .

Полученный результат позволяет сделать вывод о том, что дискретный сигнал,

характеризуемый во временной области на временном интервале	T отсчетами X0 , X1	, ..., X7
(см. рисунок 10,а), представляется в частотной области	(см. рисунок 10,б)	двумя

ортогональными гармониками с нулевыми начальными фазами, одинаковыми амплитудами

и частотами

С	1
6

Колебания этих гармоник во цветом на рисунке 10,а.

2 / Т ,

временной

F6 6 / Т .

области изображены зеленым и красным

Рисунок 10 – Дискретный сигнал на временном интервале T и соответствующие ему гармонические колебания (а); представление дискретного сигнала в частотной области (б);

символьная последовательность ( 0 0 1 0 0 0 1 0 ) на временном интервале T дающая при обратном преобразовании Фурье дискретные отсчеты X0 , ..., X7

(в),

Убедимся, что частотной области (

( X0 , X1 , ..., X7 ):

в соответствии с (11) ОДПФ от 8-ми спектральных составляющих в


С0 , С1				, ..., С7 ) дает исходный дискретный сигнал во временной области

							j			0	1					j			0			6
X0						0 1 e		4					0	0	0 0 1 e		4						0				2	;
X0						0 1 e							0	0	0 0 1 e								0				2	;



							j			1 1						j			1		6
X1						0 1 e		4					0	0	0 0 1 e	4							0				0 ;
X1						0 1 e							0	0	0 0 1 e								0				0 ;



						j			2 1						j			2			6		0	2 ;
X	2		0 1 e					4				0 0 0 0 1 e					4						0	2 ;
	2



						0 1 e	j			3	1		0	0	0 0 1 e	j			3 6				0		0 ;
X		3				0 1 e		4					0	0	0 0 1 e		4						0		0 ;
		3



							j			4	1					j			4			6
X 4						0 1 e		4					0	0	0 0 1 e		4						0				2	;
X 4						0 1 e							0	0	0 0 1 e								0				2	;



							j			5	1					j			5			6
X5						0 1 e		4					0	0	0 0 1 e		4						0				0	;
X5						0 1 e							0	0	0 0 1 e								0				0	;



						j		4	6 1						j		4	6		6
X6					0 1e			4				0 0 0 0 1 e					4					0				2 ;
X6					0 1e							0 0 0 0 1 e										0				2 ;



							j			7	1					j			7			6
X7						0 1 e		4					0	0	0 0 1 e		4						0				0 .
X7						0 1 e							0	0	0 0 1 e								0				0 .

Рассмотрим теперь использование ОДПФ для формирования НЧ-OFDM-символа с

распределением N -символьной двухуровневой (бинарной)	последовательности на N
ортогональных гармоник (НЧ-поднесущих) с частотами F0 , F1	, ..., FN 1 .
Для этого изменим рис. 10,б следующим образом:
- вместо частотной оси изобразим ось времени с интервалом	T ;

- вместо двух спектральных составляющих изобразим 8-ми символьную двухуровневую (бинарную) последовательность с двумя единичными символами:


	0 0 1 0 0 0 1 0 .					(12)
Очевидно, что, применяя на	временном	интервале		T	к	этой последовательности
ОДПФ, получим дискретные отсчеты, вычисленные выше:
	X0 , X1 , ..., X7 .
Если в течение временного	интервала	Т	дискретный			сигнал, характеризуемый
действительными отсчетами X0 , X1 , ..., X7 , пропустить через						идеальный (с единичным

коэффициентом передачи) фильтр нижних частот (ФНЧ), то произойдет его цифроаналоговое преобразование (ЦАП) в непрерывное колебание X ( t ) , которое изображено

черным цветом на рисунке 11. Сложная форма этого колебания определяется суммой двух

равноамплитудных косинусоидальных гармоник (2-й и 6-й) с частотами

F2 2 / Т ,

F6 6 / Т

и нулевыми начальными фазами:

X ( t ) C

cos 2 2 / T t

C cos 6 2 / T t

1 cos t

1 cos

t ,

(13)

где

C2 С6 1;

2 F2

2 2 / T ;

2 F6

6 2 / T .

Заметим, что только символы «1» двухуровневой цифровой последовательности (12), а это по счету 2-й и 6-й символы, порождают равноамплитудные гармоники с нулевой начальной фазой в НЧ-OFDM-символе – 2-ю и 6-ю. Символы «0» (а это по счету 0-й, 1-й, 3- й, 4-й, 5-й, 7-й символы) не вызывают возникновения 0-й (нулевой или постоянной составляющей отсчетов), 1-й, 3-й, 4-й, 5-й, 7-й гармоник. Очевидно, что этот результат – следствие ОДПФ, однозначно связывающего параметры сигнала во временной и частотной областях.

Рисунок 11 – Отсчеты дискретного сигнала ( X0 , X1 , ..., X7 ) на временном интервале

и их ЦАП с образованием аналогового колебания X ( t )	,
соответствующего полезной части НЧ-OFDM-символа

Рисунок 12 – Добавление двух отсчетов ( X6 , X7 )

для вставки в НЧ-OFDM-символ циклического префикса длительностью TU / 4

Для окончательного получения НЧ-OFDM-символа необходимо формирование защитного интервала путем «вставки циклического префикса» перед полезной частью символа (см. рисунок 9).

Процедура вставки циклического префикса (ВЦП) иллюстрируется осциллограммой, изображенной на рисунке 12: копии последних отсчетов полезной части OFDM-символа ( X 6

и X 7 ) вставляются перед отсчетами X0 , X1 , ..., X7 .

Для этого отсчеты

X0 , X1 , ..., X7

, вычисленные с использованием ОДПФ на интервале

времени Т , записываются в буферную память блока ВЦП (см. рисунок 8),		а в следующий
интервал времени Т считываются из памяти в порядке:
X6 , X7 , X0 , X1 , ..., X7 .		(14)
При этом частота считывания отсчетов ( Fсч ) больше частоты записи ( Fзап )
Fсч Fзап ТG ТU / ТU ,		(15)
а число отсчетов на интервале времени Т увеличивается и становится равным
N N ТG ТU / ТU .		(16)
В результате ЦАП отсчетов, соответствующих (14) и распределенных на интервале
времени T ТG ТU , образуется аналоговый НЧ-OFDM-символ	X ( t ) ,	изображенный

кривой черного цвета на рис. 12.

1.7 Использование ОДПФ для формирования НЧ-OFDM-символа на основе комплексных цифровых последовательностей

В аппаратуре, используемой на практике, все операции (АФК, ППр, ОДПФ, ВЦП,

ЦАП, см. рисунок 8) производятся над комплексными символами и отсчетами.
При этом 2 уровня АФК-BPSK,				соответствующие символам (битам) «1», «0»,
представляются комплексными цифровыми символами (с разностью фаз 180o )
	o		o		o		j315	o
«1 e	j 45	», «1 e	j 225	» (или «1 e	j135	», «1 e			»),	(17)

4 уровня АФК-QPSK (4-QAM), соответствующие комбинациям из 2 бит «11», «01», «00», «10», представляются комплексными цифровыми символами

j135

j315

«1 e

j 45

», «1 e

j 225

» «1 e

»,

M уровней АФК-М-QAM, соответствующие

комбинациям

из n битов

представляются комплексными цифровыми символами:

S k

e j k .

(

log2

(18)

M ),

(19)

Учитывая особенности рассмотренных операций ОДПФ, ВЦП и ЦАП, можно сформулировать следующие свойства, присущие структурной схеме рисунка 8 при формировании НЧ-OFDM-символа на основе комплексных цифровых символов после АФК.

1. Каждому цифровому символу на временном НЧ-поднесущая (гармоника) в НЧ-OFDM-символе, символам с номерами ( 0,1, 2, ..., N 1) соответствуют частотами:

интервале	T	соответствует своя
причем после		ОДПФ цифровым

ортогональные НЧ-поднесущие с

;

F		1

1		Т

		1
Т		Т
	G
		U

; …,

F		( N 1)

N 1		Т

( N 1)
Т	G	Т	U

(20)

2.Амплитуды поднесущих НЧ-OFDM-символа равны амплитудам соответствующих цифровых символов после АФК.

3.Начальные фазы поднесущих НЧ-OFDM-символа равны фазам соответствующих цифровых символов после АФК.

4.После вставки циклического префикса, определяющего защитный интервал, частоты

поднесущих НЧ-OFDM-символа увеличиваются в

F	F1(ТG TU )	(ТG TU )	1	; …,

1	TU	Т TU	TU

(ТG

FN 1

TU ) / TU раз:
	FN 1(ТG TU )	( N 1)	.	(21)
	TU	TU

1.8Формирование НЧ-OFDM-символов с «пилотными поднесущими»

ис «защитными поднесущими»

Используя сформулированные выше свойства, формируют НЧ-OFDM-символы с информационными поднесущими (ИП), с пилотными поднесущими (ПП) и с защитными поднесущими (ЗП) (рисунок 13).

Рисунок 13 – ИП, ПП и ЗП в спектре НЧ-OFDM-символа

ПП имеют одинаковые амплитуды, одинаковые начальные фазы и равномерное распределение в спектре НЧ-OFDM-символа. ПП используют при приеме для оценки состояния радиоканала и для синхронизации приемной аппаратуры.

ЗП – это «отсутствующие поднесущие», или «нулевые поднесущие». ЗП обеспечивают промежутки (зазоры) между частотными полосами соседних каналов. Количество ЗП, например, в наземном цифровом телевещании соответственно 343 или 1375 при использовании массивов для ОДПФ размером N 2 1024 2048 или N 8 1024 8192 . При этом число ИП соответственно 1705 и 6817.

Формирование ПП и ЗП обеспечивается путем вставки при помощи мультиплексора (МПЛ, см. рисунок 8) в информационный поток M k специальных битов. Эта операция на рисунке 8 названа «вставкой пилотных и защитных поднесущих» (ВПЗП).

В квадратурном модуляторе (КМ, см. рисунок 8) НЧ-OFDM-символы с ИП, ПП, ЗП преобразуются в высокочастотные OFDM-символы.

<<< < Предыдущая 12 / 52 3 4 5 > Следующая >>>

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]

#
05.02.2023100.76 Кб2Технологии развития экономической активности молодежи.-1.pdf
#
05.02.2023565.06 Кб4Технологии развития экономической активности молодежи..pdf
#
05.02.2023576.63 Кб10Технологии социального проектирования..pdf
#
05.02.2023316.57 Кб3Технологии социальной работы..pdf
#
05.02.20233.04 Mб51Технологии цифрового телевизионного вещания в стандартах DVB..pdf
#
05.02.20231.45 Mб41Технологии цифровой радиосвязи..pdf
#
05.02.20231.2 Mб52Технологии электронного обучения..pdf
#
05.02.202342.46 Кб9Технологическая карта «Микроэлектроника»..pdf
#
05.02.2023280.15 Кб12Технологическая практика. Практика по получению профессиональных умений и опыта профессиональной деятельности.pdf
#
05.02.2023343.58 Кб2Технологическая практика.-1.pdf
#
05.02.202385.71 Кб3Технологическая практика..pdf


	1
C	1				2
C					2
0		8
		8

	1
C	1			2
C				2
1
		8

	1
C	1				2
C					2
2		8
		8

	1
C	1				2
C					2
3		8
		8

	1
C	1				2
C					2
4
	8

	1
C	1		2
C			2
5
	8

	1
C	1				2
C					2
6		8
		8

	1
C	1		2
C			2
7
	8


	1
C	1				2
C					2
0		8
		8

	1
C	1			2
C				2
1
		8

	1
C	1				2
C					2
2		8
		8

	1
C	1				2
C					2
3		8
		8

	1
C	1				2
C					2
4
	8

	1
C	1		2
C			2
5
	8

	1
C	1				2
C					2
6		8
		8

	1
C	1		2
C			2
7
	8


	1
C	1				2
C					2
0		8
		8

	1
C	1			2
C				2
1
		8

	1
C	1				2
C					2
2		8
		8

	1
C	1				2
C					2
3		8
		8

	1
C	1				2
C					2
4
	8

	1
C	1		2
C			2
5
	8

	1
C	1				2
C					2
6		8
		8

	1
C	1		2
C			2
7
	8