новая папка / 4006353

4006353-Desc-ru var ctx = "/emtp"; The translation is almost like a human translation. The translation is understandable and actionable, with all critical information accurately transferred. Most parts of the text are well written using a language consistent with patent literature. The translation is understandable and actionable, with most critical information accurately transferred. Some parts of the text are well written using a language consistent with patent literature. The translation is understandable and actionable to some extent, with some critical information accurately transferred. The translation is not entirely understandable and actionable, with some critical information accurately transferred, but with significant stylistic or grammatical errors. The translation is absolutely not comprehensible or little information is accurately transferred. Please first refresh the page with "CTRL-F5". (Click on the translated text to submit corrections)

Patent Translate Powered by EPO and Google

French

German

  Albanian

Bulgarian

Croatian

Czech

Danish

Dutch

Estonian

Finnish

Greek

Hungarian

Icelandic

Italian

Latvian

Lithuanian

Macedonian

Norwegian

Polish

Portuguese

Romanian

Serbian

Slovak

Slovene

Spanish

Swedish

Turkish

  Chinese

Japanese

Korean

Russian

      PDF (only translation) PDF (original and translation)

Please help us to improve the translation quality. Your opinion on this translation: Human translation

Very good

Good

Acceptable

Rather bad

Very bad

Your reason for this translation: Overall information

Patent search

Patent examination

FAQ Help Legal notice Contact УведомлениеЭтот перевод сделан компьютером. Невозможно гарантировать, что он является ясным, точным, полным, верным или отвечает конкретным целям. Важные решения, такие как относящиеся к коммерции или финансовые решения, не должны основываться на продукте машинного перевода.

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ US4006353A[]

ВВЕДЕНИЕ INTRODUCTION Настоящее изобретение в целом относится к устройствам умножения для умножения двух электрических сигналов с получением их произведения и, более конкретно, к умножению двух широкополосных сигналов, имеющих компоненты сигнала на относительно высоких частотах. This invention relates generally to multiplier devices for multiplying two electrical signals to yield a product thereof and, more particularly, to the multiplication of two broadband signals having signal components at relatively high frequencies. ПРЕДПОСЫЛКИ СОЗДАНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ BACKGROUND OF THE INVENTION В приемниках связи, аналоговом оборудовании обработки и т.п. часто необходимо выполнить умножение двух сигналов x(t) и y(t), чтобы получить форму волны выходного сигнала, которая представляет собой их произведение. Когда формы волны x(t) и y(t) изменяются относительно медленно, их спектры мощности не имеют значительных компонентов на относительно высоких частотах. В таких случаях доступны обычные схемы умножения, которые могут без труда обеспечить желаемые формы волны продукта. Однако возникает проблема, когда и x(t), и y(t) изменяются таким образом, что их спектры мощности имеют компоненты, которые имеют относительно высокие частоты, например, частоты выше 100 кГц. Существующие методы решения таких проблем с высокочастотными компонентами оказались неудовлетворительными для точного воспроизведения желаемой формы волны. In communications receivers, analog processing equipment, and the like, it is often necessary to perform a multiplication of two signals x(t) and y(t) to yield an output signal wave form which represents the product thereof. When the wave forms of x(t) and y(t) are relatively slowly varying, the power spectra thereof have no significant components at relatively high frequencies. In such cases, conventional multiplier circuits are available which can provide the desired product wave forms without difficulty. However, a problem arises when both x(t) and y(t) vary in such a manner that the power spectra thereof have components that are of relatively high frequencies, e.g., frequencies of greater than 100 kHz, for example. Present techniques for dealing with such high frequency component problems have proved unsatisfactory in producing accurately the desired wave form. Один подход, который использовался для этой цели, применим, когда либо x(t), либо y(t) имеют особые амплитудные характеристики. В частности, например, если x(t) таков, что допускает только два состояния амплитуды, . ±. V, как определено выражением ##EQU1##, была использована схема мостового умножителя с использованием диодных затворов, которая допускает наличие почти произвольно больших полос частот как для x(t), так и для y(t) при создании формы волны произведения. Такой подход также был бы полезен, даже если x(t) имеет, например, вид: x(t) = V cos[.omega.t+.phi.(t)], One approach which has been utilized for such purpose is applicable when either x(t) or y(t) has special amplitude characteristics. Specifically, for example, if x(t) is such that it assumes only two amplitude states, . ±. V as defined by the expression ##EQU1## a bridge multiplier circuit using diode gates has been utilized and permits almost arbitrarily large bandwidths for both x(t) and y(t) to be present in producing the product wave form. Such an approach would also be useful even if x(t) is, for example, of the form:x(t) = V cos[.omega.t+.phi.(t)], где V представляет собой постоянную амплитуду, и все отклонения x(t) от чистой синусоиды передаются с помощью члена фазовой модуляции .phi.(t). С такой формой волны можно использовать схему мостового умножителя с управляемым диодом, потому что затворы открываются и закрываются одновременно с переходами x(t) через нуль, а переходы через нуль, по существу, несут всю необходимую информацию, касающуюся члена фазовой модуляции .phi. .(т). Хотя такая мостовая схема обеспечивает относительно широкую полосу пропускания для входных сигналов x(t) и y(t), она ограничена перемножением сигналов, по крайней мере, один из которых имеет постоянную амплитуду. where V is a constant amplitude and all of the variations of x(t) from a pure sinusoid are conveyed by the phase modulation term .phi.(t). A gated-diode bridge multiplier circuit can be used with such a wave form because the gates open and close coincidentally with the zero-crossings of x(t) which zero-crossings essentially carry all of the necessary information concerning the phase mudulation term .phi.(t). Although such bridge circuitry permits relatively wide bandwidths for the x(t) and y(t) input signals, it is limited to multiplying signals at least one of which has a constant amplitude. Другой предложенный подход также включает мостовую схему с использованием PIN-диодов. Мостовая схема PIN-диода позволяет изменять амплитуды как x(t), так и y(t). Однако из-за его ограничений по времени прохождения один из входов схемы умножителя должен иметь свое спектральное содержание (т. е. его частотные составляющие), ограниченное частотами ниже примерно 100 кГц. Такое ограничение на его использование препятствует применению такой мостовой схемы во многих системах аналоговой обработки, в которых частотные составляющие значительно превышают 100 кГц. Another approach which has been suggested also involves a bridge circuit using PIN-diodes. The PIN-diode bridge circuit permits the amplitudes of both x(t) and y(t) to vary. However, because of transit-time limitations thereof, one of the inputs to the multiplier circuitry must have its spectral content (i.e., its frequency components) limited to frequencies below about 100 kHz. Such a limitation on the use thereof prevents such a bridge circuit from being applicable in many analog processing systems wherein the frequency components are significantly larger than 100 kHz. СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ SUMMARY OF THE INVENTION В соответствии с изобретением обеспечено умножение двух форм волны, амплитуды обеих из которых могут варьироваться и обе из которых имеют частотные составляющие, значительно превышающие 100 кГц. В соответствии с одним вариантом осуществления изобретения одна из форм волны сигнала x(t), например, комбинируется с парой синусоидально изменяющихся сигналов, как путем добавления к ним, для получения двух новых форм волны, которые содержат всю информацию которая присутствует в x(t), но каждая из новых волновых форм имеет постоянную амплитуду и модулируется по фазе информацией в x(t). Каждая такая форма волны из-за ее постоянной амплитуды затем комбинируется, как путем умножения на нее, другой из форм волны входного сигнала, y(t), с использованием, например, обычных широкополосных мостовых умножителей на диодах с затвором, рассмотренных выше. Желаемый продукт двух форм волны входного сигнала затем может быть надлежащим образом восстановлен из составляющих продуктов, которые были таким образом сгенерированы. In accordance with the invention, the multiplication of two wave forms, the amplitudes of both of which can vary and both of which have frequency components significantly larger than 100 kHz, is provided. In accordance with one embodiment of the invention, one of the signal wave forms x(t), for example, is combined with a pair of sinusoidally varying signals, as by adding thereto, to produce two new wave forms which contain all of the information that is present in x(t) but which new wave forms each have a constant amplitude and are phase modulated by the information in x(t). Such wave forms because of their constant amplitudes are each then combined, as by multiplying therewith, the other of the input signal wave forms, y(t), using, for example, the conventional wide band, gated-diode bridge multipliers discussed above. The desired product of the two input signal wave forms can then be appropriately reconstructed from the component products which have been so generated. Изобретение может быть описано более подробно с помощью прилагаемых чертежей, на которых The invention can be described in more detail with the help of the accompanying drawings wherein ИНЖИР. 1 показана блок-схема одного варианта осуществления изобретения; FIG. 1 shows a block diagram of one embodiment of the invention; ИНЖИР. 2 показывает множество форм волны (А)-(Е) для пояснения работы варианта осуществления по фиг. 1; FIG. 2 shows a plurality of wave forms (A) through (E) for explaining the operation of the embodiment of FIG. 1; ИНЖИР. 3 показана блок-схема другого варианта осуществления изобретения; FIG. 3 shows a block diagram of another embodiment of the invention; ИНЖИР. 4 показывает множество форм волны (А)-(Е) для пояснения работы варианта осуществления по фиг. 3; а также FIG. 4 shows a plurality of wave forms (A) through (E) for explaining the operation of the embodiment of FIG. 3; and ФИГ. 5, 6 и 7 показывают блок-схемы модификаций вариантов осуществления по фиг. 1 и 3. FIGS. 5, 6 and 7 show block diagrams of modifications of the embodiments of FIGS. 1 and 3. ИНЖИР. 1 показан один вариант осуществления изобретения в виде блок-схемы. Как можно видеть, обычная схема генератора 10 генерирует синусоидально изменяющийся сигнал, имеющий частоту f0 и постоянную амплитуду A. Амплитуда A выходного сигнала генератора 10 такова, что она намного превышает максимальную ожидаемую амплитуду входной сигнал, с которым он комбинируется, как описано ниже. В варианте осуществления по фиг. 1, выходной сигнал генератора 10 подается на вход суммирующей схемы 11 и дополнительно сдвигается по фазе на 90o на фазовращателе 12, выходной сигнал которого затем подается на вход второй суммирующей схемы 13. Входы от генератора 10 к схемам суммирования 11 и 13 обозначены как A cos (2.pi.f0 t) и A sin (2.pi.f0 t) соответственно. Сдвиг фазы на 90° легко достигается обычными методами и сдвигает фазу только на частоте генератора f0. Например, во многих приложениях фазовый сдвиг может быть просто коаксиальным кабелем, длина которого составляет четверть длины волны на интересующей частоте f0. FIG. 1 shows one embodiment of the invention in block diagram form. As can be seen therein, a conventional oscillator circuit 10 produces a sinusoidally varying signal having a frequency f0 and a constant amplitude A. The amplitude A of the output signal from oscillator 10 is such that it is much greater than the maximum expected amplitude of the input signal with which it is combined as described later. In the embodiment of FIG. 1, the output from oscillator 10 is provided at the input of a summing circuit 11 and is further shifted in phase by 90 DEG at phase shifter 12, the output of which is then supplied as an input to a second summing circuit 13. The inputs from oscillator 10 to summing circuits 11 and 13 are identified as A cos (2.pi.f0 t) and A sin (2.pi.f0 t), respectively. The 90 DEG phase shift is easily obtained by conventional methods and operates to shift the phase only at the oscillator frequency f0. For example, in many applications, the phase shift may merely be a coaxial cable which is one-quarter wave length long at the frequency f0 of interest. Кроме того, схемой генератора может быть любой стандартный синусоидальный генератор, требования к стабильности которого относительно минимальны. Суммирующие устройства 11 и 13 представляют собой обычные гибридные суммирующие схемы, хорошо известные специалистам в данной области техники. Синусоидальные сигналы от генератора 10 объединяются при этом с одним из входных сигналов, который должен быть одним из факторов выходного продукта. Например, сигнал x(t) может подаваться на каждую из суммирующих схем 11 и 13. Выходы суммирующих цепей обозначены как промежуточные сигналы u1 (t) и u2 (t), как показано, и представляют собой суммы входного сигнала x(t) с синусоидально изменяющимися сигналами постоянной амплитуды от генератора 10. Further, the oscillator circuitry may be any standard sinusoid oscillator, the stability requirements of which are relatively minimal. The summing devices 11 and 13 are ordinary hybrid summing circuits well known to those in the art. The sinusoidal signals from oscillator 10 are combined thereby with one of the input signals which is to be one of the factors of the output product. For example, the signal x(t) may be supplied to each of the summing circuits 11 and 13. The output of the summing circuits are designated as intermediate signals u1 (t) and u2 (t) as shown, and represent the summations of the input signal x(t) with the constant amplitude sinusoidally varying signals from oscillator 10. Промежуточные сигналы u1 (t) и u2 (t) затем подаются каждый на входы схем ограничителя 14 и 15 соответственно, которые устраняют любые изменения амплитуды сигнала u1 (t) и u2 (t). Выходные сигналы ограничителя обозначаются обозначениями v1 (t) и v2 (t) соответственно. Последние сигналы имеют постоянную амплитуду и синусоидальную форму и затем подаются на один вход обычных широкополосных мостовых умножителей 16 и 17 со стробируемыми диодами, которые, как обсуждалось выше, требуют постоянной амплитуды, по крайней мере, для одного входного сигнала. На другие входы умножителей 16 и 17 подается второй входной сигнал y(t). Умножение v1 (t) и v2 (t) на y(t) дает произведение компонентов сигнала Z1 (t) и Z2 (t) на выходах умножителей 16 и 17, эти компоненты затем объединяются в схеме суммирования 18 для получения их сумма обозначена как Z(t)/A. Последний сигнал затем фильтруется фильтром 19 для удаления любых продуктов сигналов от умножителей 16 и 17, которые находятся за пределами диапазона или диапазонов частотных составляющих, которые, как ожидается, будут получены из произведения входных сигналов x(t) и y(t). The intermediate signals u1 (t) and u2 (t) are then each supplied to the inputs of limiter circuits 14 and 15, respectively, which remove any amplitude variations of the signal u1 (t) and u2 (t). The limiter output signals are identified by the designations v1 (t) and v2 (t), respectively. The latter signals are of constant amplitude and sinusoidal in form and are then supplied to one input of conventional wide band gated-diode bridge multipliers 16 and 17 which, as discussed above, require a constant amplitude for at least one input signal. The other inputs to multipliers 16 and 17 are each supplied with the second input signal y(t). Multiplication of v1 (t) and v2 (t) by y(t) yields the product signal components Z1 (t) and Z2 (t) at the outputs of multipliers 16 and 17 which components are then combined in summing circuitry 18 to produce a summation thereof identified as Z(t)/A. The latter signal is then filtered by filter 19 to remove any signal products from multipliers 16 and 17 which are outside the band or bands of frequency components expected to be obtained from a product of the input signals x(t) and y(t). Фильтр 19 может быть, например, полосовым фильтром, выходной сигнал которого равен z(t)/A. Умножение последнего сигнала на коэффициент множителя 20 на константу, равную постоянной амплитуде А сигнала от генератора 10, затем дает сигнал z(t), который является желаемым сигналом произведения x(t)@. у(т). The filter 19 may be, for example, a pass band filter the output signal of which is z(t)/A. Multiplication of the latter signal at coefficient multiplier 20 by a constant equal to the constant amplitude A of the signal from oscillator 10 then yields the signal z(t) which is desired product signal x(t)@. y(t). Схема ограничителя 15 и 16, например, может быть легко реализована посредством использования усилителей с насыщением или усилителей, за которыми следуют диодные ограничивающие устройства в соответствии с обычной практикой проектирования ограничителей. Умножители 16 и 17 могут быть обычными широкополосными высокочастотными смесителями, при этом сигналы v1 (t) и v2 (t) подаются на их порты гетеродина, а сигнал y(t) подается на сигнальные (или RF) порты. его, и сигналы z1 (t) и z2 (t), получаемые на его выходных (или промежуточных) портах. Фильтр 19 может быть простым полосовым фильтром, предназначенным для пропускания только нужных частотных составляющих сигнала произведения x(t) и y(t), и может включать в себя схемы режекции для устранения нежелательных частотных составляющих и любых других паразитных частотных составляющих сигналов, которые могут возникают на выходах смесителей. The limiter circuitry 15 and 16, for example, can be readily implemented through the use of saturating amplifiers or by amplifiers followed by diode clipping devices in accordance with conventional limiter design practice. The multipliers 16 and 17 can be conventional wide band, high frequency mixers with the v1 (t) and v2 (t) signals presented to the local oscillator ports thereof, the y(t) signal being presented to the signal (or R.F.) ports thereof, and the z1 (t) and z2 (t) signals being obtained at the output (or I.F.) ports thereof. The filter 19 can be a simple bandpass filter designed to pass only the desired frequency components of x(t) and y(t) product signal and may include rejection trap circuits for eliminating the undesired frequency terms and any other spurious frequency component signals which may arise at the outputs of the mixers. При определении выбора частоты гетеродина f0 в генераторе 10 на фиг. 2(A) - 2(E) полезны для понимания такого процесса выбора. Таким образом, фиг. 2(A) показаны примерные частотные спектры 20 и 21 входного сигнала x(t), который включает в себя частоты от самой низкой частоты fxL до самой высокой частоты fxH, и сигнала y(t), показанного как fyL до fyH. Спектр произведения x(t)@. y(t) содержит сигналы, частоты которых включают суммы и разности всех частот от fxL до fyH, как показано на спектрах 22 и 23 соответственно. Таким образом, если спектры x(t) и y(t) не перекрываются, т. е. самая низкая частота fyL для y(t) больше, чем самая высокая частота fxH для x(t), или наоборот, произведение спектр суммарных частот простирается от (fxL +fyL) до (fxH +fyH), а спектр произведения разностных частот простирается от меньшего из [.vertline.fyL -fxH .vertline., .vertline.fxL -fyH .vertline .] к большему из [.vertline.fyH -fxL .vertline., .vertline.fxH -fyL .vertline.], где вертикальные полосы обозначают величины вовлеченных разностей частот. In determining the selection of the local oscillator frequency f0 at oscillator 10, FIGS. 2(A) - 2(E) are helpful in understanding such selection process. Thus, FIG. 2(A) shows the exemplary frequency spectra 20 and 21 of the input signal x(t) which includes frequencies from the lowest frequency fxL to the highest frequency therein fxH and of the signal y(t) shown as fyL to fyH. The spectrum of the product term x(t)@. y(t) contains signals the frequencies of which include the sums and differences of all the frequencies from fxL to fyH as shown by the spectra 22 and 23, respectively. Thus, if the spectra of x(t) and y(t) do not overlap, that is, the lowest frequency fyL of y(t) is greater than the highest frequency fxH of x(t), or vice versa, the product spectrum of the sum frequencies extends from (fxL +fyL) to (fxH +fyH) and the product spectrum of the difference frequencies extends from the smaller of [.vertline.fyL -fxH .vertline., .vertline.fxL -fyH .vertline.] to the larger of [.vertline.fyH -fxL .vertline., .vertline.fxH -fyL .vertline.], where the vertical bars designate the magnitudes of the frequency differences involved. Таким образом, как видно на фиг. 2(B), когда fyL больше, чем fxH, спектр суммарных частот 22 простирается от (fxL +fyL) до (fxH +fyH), а спектр разностных частот простирается от (fyL-fxH) до (fyH-fxL). Thus, as seen in FIG. 2(B) when fyL is greater than fxH, the sum frequency spectrum 22 extends from (fxL +fyL) to (fxH +fyH) and the difference frequency spectrum extends from (fyL -fxH) to (fyH -fxL). Если спектры 24 и 25 x(t) и y(t) перекрываются, как на фиг. 2(C), спектр 26 произведения разностных частот простирается от частоты 0 до максимума [.vertline.fyH -fxL .vertline., .vertline.fxH -fyL .vertline.], в то время как спектр произведения 27 сумма частот, как и прежде, простирается от (fxL +fyL) до (fxH +fyH). If the spectra 24 and 25 of x(t) and y(t) overlap as in FIG. 2(C), the product spectrum 26 of the difference frequencies extends from 0 frequency to a maximum of [.vertline.fyH -fxL .vertline., .vertline.fxH -fyL .vertline.], while the product spectrum 27 of the sum frequencies, as before, extends from (fxL +fyL) to (fxH +fyH). Кроме того, произведение (cos2.pi.f0 t) или (sin2.pi.f0 t) на y(t) имеет спектр, содержащий суммарные частоты и разностные частоты. Конкретные пределы их спектров зависят от того, выбрана ли частота гетеродина f0 между нижним и верхним частотными пределами y(t) или находится вне этих частотных пределов. Further, the product of (cos2.pi.f0 t) or (sin2.pi.f0 t) with y(t) has a spectrum containing sum frequencies and difference frequencies. The specific limits of the spectra thereof depend on whether the local oscillator frequency f0 is selected between the lower and higher frequency limits of y(t) or is outside such frequency limits. В системе, показанной на фиг. 1, частоту осциллятора f0 необходимо подобрать так, чтобы спектры произведений x(t)@. y(t) и спектры произведения y(t) cos(2.pi.f0 t) не должны перекрываться. Например, как показано на фиг. 2(A), если спектр x(t) лежит в диапазоне от 1 МГц до 2 МГц, а спектр y(t) находится в диапазоне от 5 МГц до 7 МГц, то спектры произведения сумм частот и полученных из них разностных частот лежат в общем спектре от 3 МГц до 9 МГц, как показано на фиг. 2(Б). В таком случае, если выбрано значение f0 меньше 4 МГц и больше 0 МГц, разностный частотный спектр произведения y(t)@. cos(2.pi.f0 t) будет больше 3 МГц и будет перекрывать сумму произведений и разностные частоты x(t) и y(t). Если далее f0 находится в диапазоне от 8 МГц до 16 МГц, то разностные частоты между f0 и верхними или нижними частотами fxH или fxL в пределах спектра y(t) будут находиться в диапазоне от 3 до 9 МГц и также будут перекрывать произведение спектр x(t)@. у(т). Соответственно, f0 должно быть выбрано в диапазоне от 4 МГц до 8 МГц, или же может быть выбрано любое значение больше 16 МГц. Иллюстративное значение f0 выбрано на 6 МГц на фиг. 2(E), который показывает, что суммарный и разностный спектры 28 и 29 произведения y(t) и cos(2.pi.f0 t) лежат далеко за пределами спектров произведения 22 и 23 x(t)@. у(т). In the system disclosed in FIG. 1, the oscillator frequency f0 must be selected so that the product spectra x(t)@. y(t) and the product spectra of y(t) cos(2.pi.f0 t) should not overlap. For example, as shown in FIG. 2(A), if the spectrum of x(t) lies from 1 MHz to 2 MHz and the spectrum of y(t) is from 5 MHz to 7 MHz, the product spectra of the sum frequencies and the difference frequencies resulting therefrom lie in the overall spectrum 3 MHz to 9 MHz as shown in FIG. 2(B). In such a case, if f0 is selected to be less than 4 MHz and greater than 0 MHz the difference frequency spectrum of the product of y(t)@. cos(2.pi.f0 t) will be larger than 3 MHz and will overlap the product sum and difference frequencies of x(t) and y(t). If further, f0 is between 8 MHz and 16 MHz, then the difference frequencies between f0 and either the high or low end frequencies fxH or fxL within the spectrum of y(t) will fall between 3 and 9 MHz and will also overlap the product spectrum of x(t)@. y(t). Accordingly, f0 must be selected to lie between 4 MHz and 8 MHz or it can be selected to have any value greater than 16 MHz. An illustrative value of f0 is selected at 6 MHz in FIG. 2(E) which shows that the sum and difference spectra 28 and 29 of the product of y(t) and cos(2.pi.f0 t) lie well outside the product spectra 22 and 23 of x(t)@. y(t). Соответственно, фильтры 19, показанные на фиг. 1 можно использовать для фильтрации y(t)@. cos(2.pi.f0 t) суммирует и разностные частоты в спектрах 28 и 29, так что выходной сигнал фильтра 19 просто включает только желаемые частотные компоненты, присутствующие в спектре произведения x(t)@. у(т). Accordingly, the filters 19 shown in FIG. 1 can be utilized to filter out the y(t)@. cos(2.pi.f0 t) sum and difference frequencies in the spectra 28 and 29 so that the output of the filter 19 merely includes only the desired frequency components present in the product spectrum of x(t)@. y(t). Аппроксимация работы варианта осуществления, показанного на фиг. 1, может быть снабжена его упрощенной модификацией, как показано в варианте осуществления на фиг. 3. Реализация изобретения, показанная на фиг. 3 позволяет использовать меньше компонентов, чем на фиг. 1, хотя на выбор частоты генератора f0 накладывается более жесткое ограничение, как более подробно поясняется ниже. Таким образом, как видно на фиг. 3, компоненты канала сдвинутого по фазе сигнала фактически опущены, и гетеродин 10 выдает сигнал A cos(2.pi.f0 t), который добавляется к первому входному сигналу x(t) на одном входе схемы суммирования 11. Его выходной сигнал u1 (t) подается на ограничительную схему 14 для получения сигнала v1 (t), который затем умножается на y(t) широкополосным смесителем 16 для получения Z1 (t), который затем подается на фильтр 19 для производят сигнал, который идентифицируется как z(t)/2A. Соответственно, умножение на постоянный коэффициент 2А в коэффициенте умножения 30 дает требуемый сигнал частоты произведения x(t)@. у(т). An approximation to the operation of the embodiment shown in FIG. 1 can be provided with a simplified modification thereof as shown in the embodiment of FIG. 3. The implementation of the invention shown in FIG. 3 permits the use of fewer components than those in FIG. 1, although a more severe restriction is placed on the selection of the oscillator frequency f0, as explained below in more detail. Thus, as seen in FIG. 3, the phase shifted signal channel components are effectively omitted and the local oscillator 10 supplies the signal A cos(2.pi.f0 t) which is added to the first input signal x(t) at one input of summation circuit 11. The output u1 (t) thereof is supplied to limiter circuit 14 to provide a signal v1 (t) which is then multiplied by y(t) by wide band mixer 16 to produce Z1 (t) which is then supplied to a filter 19 to produce a signal which is identified as z(t)/2A. Accordingly, multiplication by a constant factor 2A at coefficient multiplier 30 provides the desired product frequency signal x(t)@. y(t). В одноканальной системе, изображенной на фиг. 3, в дополнение к суммарным и разностным частотам, рассмотренным на фиг. 2 также присутствует частотный спектр изображения x(t), присутствующий в частотном диапазоне, симметрично расположенном относительно частоты гетеродина f0. Произведение частотного спектра изображения x(t) на y(t) будет содержать суммарные частоты далеко за пределами полосы спектра произведения спектров x(t)@. y(t), но он также будет содержать разностные частоты, которые могут перекрывать желаемые спектры продукта. По этой причине обнаружено, что допустимый выбор частоты f0 при этом более ограничен при использовании системы по фиг. 3, чем при использовании системы по фиг. 1. Например, выход ограничителя 14 содержит частоту f0, частоты спектра x(t) и частоты спектра изображения x(t). Произведение частот спектра изображения на y(t) будет содержать суммарные частоты, находящиеся далеко за пределами x(t)@. y(t), но могут также содержать разностные частоты, которые перекрывают желаемый продукт, если f0 выбрана неправильно, как обсуждалось со ссылкой на фиг. 4. In the single channel system depicted in FIG. 3, in addition to the sum and difference frequencies discussed in FIG. 2, there is also an image frequency spectrum of x(t) present at a frequency range symmetrically located with respect to the local oscillator frequency f0. The product of the image frequency spectrum of x(t) with y(t) will contain sum frequencies well outside the spectrum band of the product spectra of x(t)@. y(t), but it will also contain difference frequencies which may overlap the desired product spectra. For this reason, it is found that the allowable choice of the frequency f0 is thereupon more limited when using the system of FIG. 3 than when using the system of FIG. 1. For example, the output of the limiter 14 contains the frequency f0, the frequencies of the spectrum of x(t), and the frequencies of the spectrum of the image of x(t). The product of the image spectrum frequencies with y(t) will contain sum frequencies which are far outside the x(t)@. y(t) product spectra but may also contain difference frequencies which overlap the desired product if f0 is not properly selected, as discussed with reference to FIG. 4. Таким образом, например, если спектр 40 x(t) составляет от 1 МГц до 2 МГц, а спектр 41 y(t) составляет от 5 МГц до 7 МГц, как показано на фиг. 4 (A) спектры продуктов 42 и 43, как показано на фиг. 4(B), лежит в диапазоне от 3 МГц до 9 МГц, как обсуждалось выше со ссылкой на фиг. 2(А) и 2(В). Однако в системе по фиг. 3, если f0 выбрано равным 7 МГц, спектр 44 изображения x(t) также присутствует в диапазоне от 12 МГц до 13 МГц, как показано на фиг. 4(А). Таким образом, выход смесителя 16 включает в себя сигналы суммарной и разностной частот произведения y(t)@. cos(2.pi.f0 t), как показано спектрами 45 и 46 соответственно на фиг. 4(С). Такой вывод также включает суммарный и разностный частотные спектры из произведения спектра изображения x(t) и y(t). Суммарный частотный спектр лежит в диапазоне от 17 МГц до 20 МГц (не показан на фиг. 4(C)), а разностный частотный спектр 47 лежит в диапазоне от 5 МГц до 8 МГц, причем последний спектр перекрывает спектр произведения произведения x(t). @. y(t), показанный на фиг. 4(B), так что выбор f0 = 7 МГц недопустим. Thus, as an example, if the spectrum 40 of x(t) is from 1 MHz to 2 MHz and the spectrum 41 of y(t) is from 5 MHz to 7 MHz as shown in FIG. 4 (A) the product spectra 42 and 43, as shown in FIG. 4(B), lies from 3 MHz to 9 MHz, as discussed above with reference to FIGS. 2(A) and 2(B). However, in the system of FIG. 3, if f0 is selected as 7 MHz, an image spectrum 44 of x(t) is also present from 12 MHz to 13 MHz, as shown in FIG. 4(A). Thus the output of mixer 16 includes the sum and difference frequency signals from the product y(t)@. cos(2.pi.f0 t) as shown by spectra 45 and 46, respectively, of FIG. 4(C). Such output also includes the sum and difference frequency spectra from the product of the image spectrum of x(t) and y(t ). The sum frequency spectrum lies from 17 MHz to 20 MHz (not shown in FIG. 4(C)) and the difference frequency spectrum 47 lies from 5 MHz to 8 MHz, which latter spectrum overlaps the product spectrum of the product x(t)@. y(t) shown in FIG. 4(B), so that the selection of f0 =7 MHz cannot be tolerated. Установлено, что в таком случае можно использовать выбор f0 только от 4,0 МГц до 4,5 МГц и выше 16 МГц. Использование f0 = 4,5 МГц обеспечивает спектр изображения x(t) от 7 МГц до 8 МГц, как показано на фиг. 4 (D), и спектры 49, 50, 51 и 52, как показано на фиг. 4(E), ни один из которых не перекрывает желаемые спектры продукта 42 и 43, так что можно использовать соответствующую фильтрацию для удаления нежелательных спектров 49-52. It is found that in such a case a selection of f0 only from 4.0 MHz to 4.5 MHz and above 16 MHz can be used. The use of f0 =4.5 MHz provides an x(t) image spectrum from 7 MHz to 8 MHz, as shown in FIG. 4 (D), and spectra 49, 50, 51 and 52, as shown in FIG. 4(E), none of which overlap the desired product spectra 42 and 43 so that appropriate filtering can be used to remove the undesired spectra 49-52. Таким образом, хотя использование двухканальной системы по фиг. 1 требует больше компонентов, он также допускает более широкий выбор f0 и имеет более простую проблему фильтрации в фильтре 19, чем использование одноканальной операции на фиг. 3. Thus, although the use of the dual channel system of FIG. 1 requires more components, it also permits a wider latitude in the choice of f0 and has a simpler filtering problem at filter 19 than the use of the single channel operation of FIG. 3. В вариантах осуществления фиг. 1 и 3, если либо x(t), либо y(t) содержит спектральные компоненты, перекрывающие компоненты x(t)@. y(t) продуктов, существует возможность пропуска таких спектральных компонент, если смесители, образующие продукты y(t)@. v1 (t) и y(t)@. v2 (t) несовершенны в своей работе. Такая возможность может быть исключена за счет использования методов преобразования частоты, в которых один или оба x(t) и y(t) преобразуются в другую полосу частот перед общим процессом умножения на фиг. 1 и 3, так что их произведение будет лежать в другой полосе частот, чем его коэффициенты. Система на фиг. 5 показана такая модификация системы по фиг. 1 в этом отношении, в то время как система на фиг. 6 показана аналогичная модификация системы по фиг. 3. Таким образом, на фиг. 5 и 6, например, если и x(t), и y(t) содержат частотные компоненты, которые перекрывают частотные компоненты сигнала произведения, то и x(t), и y(t) умножаются на сигнал гетеродина 45, имеющий частоту f1 на смесителях 46 и 47 соответственно. In the embodiments of FIGS. 1 and 3, if either x(t) or y(t) contains spectral components that overlap those of the x(t)@. y(t) product spectra, the possibility exists of a feed-through of such spectral components if the mixers that form the products y(t)@. v1 (t) and y(t)@. v2 (t) are less than perfect in their operation. Such a possibility can be eliminated by the use of frequency translation techniques wherein either, or both, x(t) and y(t) are translated to a different frequency band prior to the overall multiplication process in FIGS. 1 and 3 so that the product thereof will lie in a different frequency band than its factors. The system of FIG. 5 shows such a modification of the system of FIG. 1 in this regard, while the system of FIG. 6 shows a similar modification of the system of FIG. 3. Thus, in FIGS. 5 and 6, for example, if both x(t) and y(t) contain frequency components which overlap those of the product signal, both x (t) and y(t) are multiplied by a signal from a local oscillator 45 having a frequency f1 at mixers 46 and 47, respectively. Амплитуда сигнала от гетеродина 45 является постоянной, и такая операция умножения может быть легко выполнена с помощью легкодоступных смесителей или модуляторов, известных в данной области техники. Спектры образующихся продуктов на смесителях 46 и 47 фактически содержат копии спектров x(t) и y(t), симметрично расположенных относительно частоты f1. Фильтры 48 и 49 соответственно установлены на выходах смесителей 46 и 47 соответственно для устранения просачивания x(t) и y(t), их сигналов изображения и сигнала частоты генератора 8, а также любых нежелательных помех. его гармоники. Тогда выходы схем фильтров 48 и 49 равны x(t)@. cos(2.pi.f1 t) и y(t)@. cos(2.pi.f1 t) соответственно. Работа остальных схем точно такая же, как описано со ссылкой на фиг. 1 и 2. Выход окончательного суммирующего устройства содержит желаемое произведение z(t) и копию z(t), переведенную по частоте на 2f1, которая легко удаляется окончательным фильтром. The amplitude of the signal from local oscillator 45 is constant and such multiplication operation can easily be accomplished with readily available mixers or modulators known to the art. The spectra of the resulting products at mixers 46 and 47 effectively contain copies of the spectra of x(t) and y(t) symmetrically located about the frequency f1. Filters 48 and 49, respectively, are placed at the outputs of mixers 46 and 47, respectively, to eliminate feed-through of x(t) and y(t), the image signals thereof and the oscillator frequency signal 8, and any undesired harmonics thereof. The outputs of the filter circuits 48 and 49 are then x(t)@. cos(2.pi.f1 t) and y(t)@. cos(2.pi.f1 t), respectively. The operation of the remainder of the circuits is exactly as discussed with reference to FIGS. 1 and 2. The output of the final summing device contains the desired product z(t) and a copy of z(t) translated in frequency by 2f1 which is easily removed by the final filter. Если только один из сигналов, подлежащих перемножению, содержит частотные компоненты, которые перекрывают частотные компоненты сигнала-произведения, описанный выше метод частотного преобразования можно использовать только с перекрывающимся сигналом. Таким образом, если частотные компоненты x(t) перекрываются с частотными компонентами x(t)@. y(t), частота сигнала x(t) может быть преобразована, как показано на фиг. 7, в то время как y(t) переводится не так. В таком случае выходной сигнал z(t) умножителя, который может быть получен от любой из схем умножителя на фиг. 1 или фиг. 3, обозначенный блоком 50, является смещением частоты на ту же величину, что и x(t), как указано смещением z(t). Хотя в некоторых приложениях такой выходной сигнал умножителя смещения может использоваться как есть, обычно желательно компенсировать смещение путем перевода частоты z(t) обратно в требуемый спектр практически таким же образом через умножитель 51 и фильтр 52. как показано на фиг. 7. Аналогичным образом, если частотные компоненты y(t) только перекрываются с частотными компонентами сигнала произведения, только y(t) необходимо преобразовывать по частоте, в то время как x(t) сохраняется в своей первоначальной форме. If only one of the signals to be multiplied contains frequency components which overlap those of the product signal, the frequency translation technique above can be used with only the overlapping signal. Thus, if the frequency components of x(t) overlap those of x(t)@. y(t), the frequency of the x(t) signal can be translated, as shown in FIG. 7, while that of y(t) is not so translated. In such case the multiplier output signal z(t), which can be obtained from either of the multiplier circuits of FIG. 1 or FIG. 3, designated by block 50, is frequency offset by the same amount as x(t), as designated by z(t)-offset. While in some applications such an offset multiplier output signal may be used as is, it is normally desirable to compensate for the offset by translating the frequency of z(t) back to the desired spectrum in substantially the same manner via multiplier 51 and filter 52 as shown in FIG. 7. In a similar manner if the frequency components of y(t) only overlap those of the product signal, only y(t) need be frequency translated while x(t) is retained in its original form. Также может быть обеспечена соответствующая компенсация сигнала смещения частоты z(t). Appropriate compensation for the frequency offset z(t) signal can also be provided. В дополнительных модификациях вышеприведенных вариантов осуществления изобретения во многих приложениях смесительные устройства 16 и 17, которые выполняют умножение y(t) на v1 (t) и на v2 (t) соответственно, могут сами функционировать как ограничители при достаточно большие уровни драйвера на его портах гетеродина. Если используются такие смесители, ограничители 14 и 15 могут быть исключены из всех схем, показанных на фиг. 1, 3, 5 и 6. In further modifications of the above embodiments of the invention, in many applications the mixing devices of 16 and 17 that perform the multiplication of y(t) with v1 (t) and with v2 (t), respectively, can themselves function as limiters at sufficiently large driver levels at the local oscillator ports thereof. If such mixers are used, the limiters 14 and 15 may be omitted from all of the circuits shown in FIGS. 1, 3, 5 and 6.

Please, introduce the following text in the box below Correction Editorclose Original text: English Translation: Russian

Select words from original text Provide better translation for these words

Correct the proposed translation (optional) SubmitCancel