2513

111

Основные параметры реального МУ.

Основной характеристикой МУ является его статическая нагрузочная

характеристика, т.е. зависимость Iн=f(Iу). На рисунке 21.6 изображены характеристики идеального МУ (кривая 1) и реального (кривая 2). Различие

характеристик в том, что при =0 ток в нагрузке не может возрасти выше

значения Imax=U р/Rн+Rакт,

где Rн+Rакт – сумма активных сопротивлений нагрузки и рабочей обмотки. При отсутствии тока управления (Iу=0) в идеальном МУ Iн=0 (по трансформаторному закону), в реальном МУ Iн= Iхх (току холостого хода). Это объясняется тем, что реальном МУ материал сердечника имеет кривую намагничения в начальном участке не совпадающую с осью ординат, т.е. в реальном МУ магнитная проницаемость не равна бесконечности, а равна хотя и

большой, он конечной величине. Поэтому Lр , а следовательно и ток в нагрузке имеет малую, но конечную величину, определяемую качеством сердечника.

Относительная величина тока холостого тока оценивается коэффициентом кратности тока в нагрузке, представляющем собой отношение

максимального тока на выходе МУ к току холостого хода: Ккр=Imax/Iхх.

Чем выше Ккр при прочих равных условиях, тем выше качество МУ. Для МУ с горячекатаными сердечниками Ккр=5-20, для пермаллоев Ккр=20-150. При больших Ккр величина тока холостого хода достаточно мала по сравнению с максимальным током в нагрузке (так при Ккр =20 ошибка от пренебрежения током Iхх не превышает 5%) поэтому в практических расчетах при Ккр>20 током холостого хода пренебрегают и считают, что характеристика МУ начинается из начала координат. Как видно из графика реальная характеристика МУ нелинейна, поэтому при увеличении Iу усиление реальных МУ несколько уменьшается: практически рабочий участок характеристик составляет 0-0,8 от Imax. Нелинейность характеристики Iн=f(Iу) зависит от качества материала сердечника и величины сопротивления нагрузки. С увеличением Rн нелинейность растет (т.к. уменьшается Ккр ). Следует помнить, что для учета Iхх (в случае необходимости) необходимо ток в нагрузке определять как:

Магнитный усилитель с обратной связью.

В магнитных усилителях применяется обратная связь по току или напряжению, положительная или отрицательная. Как было отмечено выше МУ обладает высокой стабильностью нагрузочной характеристики и очень устойчив к режиму самовозбуждения. Это дает возможность широко

112

применять в МУ глубокие положительные обратные связи для повышения их быстродействия и коэффициента усиления.

Как известно для осуществления обратной связи необходимо часть сигнала с его выхода подать на входной сигнал усилителя. При этом, если сигнал обратной связи подается в фазе с входным, то обратная связь – положительная, а если в противофазе – отрицательная. Подача части сигнала с выхода на вход усилителя может осуществляться различными способами. Рассмотрим схему на рисунке 21.7, в которой обратная связь осуществляется с помощью специальной обмотки, намотанной на сердечник как и обмотка управления и которая может быть включена последовательно с нагрузкой (обратная связь по току) или параллельно (в этом случае обратная связь по напряжению). Такая обратная связь, осуществленная за счет специальной обмотки, называется внешней обратной связью. Ток нагрузки, проходя по

обмотке обратной связи wос, создает дополнительный магнитный поток Фос, направление которого постоянно и определяется полярностью подключения к выпрямителю. Если потоки управления и обратной связи складываются, то обратная связь положительна и наоборот. Коэффициент обратной связи Кос определяется как:

Чем больше коэффициент обратной связи, тем она глубже. Переход от положительной к отрицательной обратной связи осуществляется изменением полярности управляющего сигнала. Для осуществления выхода на переменном токе нагрузку необходимо включать до выпрямителя (пунктир, рисунок 21.6), причем выпрямитель в этом случае служит только для осуществления обратной связи. В некоторых случаях даже при нагрузке по постоянному току, для обеспечения обратной связи используют отдельный выпрямитель для повышения стабильности МУ. Схема МУ с обратной связью по напряжению применяется в мощных МУ, когда ток в нагрузке очень велик. Эта схема позволяет значительно снизить мощность, а следовательно и габариты вентилей обратной связи.

В общем случае , при введении обратной связи изменение коэффициентов усиления происходит в соответствии с выражением:

Причем плюс в знаменателе соответствует отрицательной обратной связи , т.е. не приводит к увеличению коэффициента усиления. Поэтому отрицательная обратная связь применяется в основном для увеличения стабильности работы МУ и улучшения его характеристик (см. общую теорию усилителей из курса “Промышленная электроника “).

Положительная обратная связь ( знак минус в знаменателе ) приводит к существенному увеличению коэффициентов усиления ( например, при

113

Кос=0.99 возрастает в сто раз ) ,поэтому-то она так широко и именно в этих целях используется в МУ.

Рассмотрим, как меняются параметры МУ с введением положительной обратной связи различной глубины. Прежде всего, отметим, что тангенс угла наклона нагрузочной характеристики МУ (рисунок 21.8) определяет

коэффициент усиления по току KI, вместе с тем ранее было показано, что введение положительной обратной связи увеличивает KI, т.е. увеличивают

tg , а, следовательно, увеличивает крутизну правой части нагрузочной кривой МУ и соответственно уменьшает крутизну ее левой части. Причем нагрузочная характеристика не только “ опрокидывается “ в левую сторону, но одновременно с увеличением глубины обратной связи увеличивается и ток холостого хода (соответственно току, как увеличивается ток в нагрузке при

одном и том же Iу ).

Наконец, при Кос 1 нагрузочная характеристика превращается в ступенчатую, т.е. МУ переходит в линейный режим, при котором ток Iн меняется скачкообразно (кривая 4, рисунок 21.), а ток холостого хода достигает

максимального значения Iхх=Iнmax.

Как видим, режим МУ с положительной обратной связью дает не только положительный эффект увеличения коэффициентов усиления, но и приводит к значительному бесполезному расходу энергии в режиме холостого хода (при

Iу=0). Уменьшение тока холостого хода можно достичь путем подачи постоянного напряжения в специальную дополнительную обмотку, называемую обмоткой смещения. Напряженность поля, создаваемая этой обмоткой, должна быть равна по величине Iу при прохождении по ней тока холостого хода и обратная по направлению. Тогда обмотка смещения будет полностью компенсировать подмагничивающее действие обмотки обратной связи при Iу=0.

Способы изменения Кос определяются из выражения (21.6).

Обычно на практике обмотку обратной связи выполняют с отводом, за счет которых осуществляют ступенчатую регулировку глубины обратной связи. Для плавной регулировки коэффициента обратной связи используют

регулировочные сопротивления Rрег (рисунок 21.9). При обратной связи по току подключают к части обмотки обратной связи (10-20%) т.к. при шунтировании всей обмотки резко возрастает инерционность МУ.

Коэффициенты обратной связи определяются регулировочными коэффициентами схем из выражений:

Магнитные усилители с внутренней обратной связью

Их работу рассмотрим на основе работы простейшего дроссельного МУ, в рабочую цепь которого включен диод (рисунок 21.10). В рабочей обмотке теперь проходит не переменный ток, а однополупериодный выпрямленный, имеющий постоянную и переменную составляющие. Переменная

114

составляющая выполняет ту же функцию, что и в обычном дроссельном МУ. Переменная составляющая создает в сердечнике поле пропорциональное току нагрузки, направленность его определяется полярностью включения диода. Возникает эффект, аналогичный действию обмотки обратной связи в схеме с внешней обратной связью, но без токовой. Поэтому такую схему называют схемой с внутренней обратной связью, или МВ, с самонасыщением – МУС. Действительно, рабочие обмотки, исполняющие роль обмоток обратной связи,

обеспечивают коэффициент обратной связи Кос 1 ,т.е. режим работы МУ близок к релейному режиму с максимальным значением тока нагрузки при токе холостого хода.

Аналогично дроссельному МУ внутреннюю обратную связь можно использовать в схеме с параллельным соединением рабочих обмоток (рисунок 21.11), в схеме с выходом по постоянному току (рисунок 21.12).

Регулировка глубины обратной связи осуществляется в схеме (рисунок 21.13). Обычно в этой схеме рабочую обмотку разбивают на две части: wp ,

wpи обратная связь осуществляется только wp . Коэффициент обратной связи равен

При этом согласное включение обмоток wpи wpдает обратную связь менее критической (Кос<1 ), а встречное их соединение дает обратную связь выше критической (Кос>1). Для плавной регулировки Кос вентили шунтируются

регулировочными сопротивлениями Rрег (при Rрег= , Кос=1, при Rрег=0, Кос

=0)

Экспериментальные данные показывают, что вид статических нагрузочных характеристик МУ с внутренней обратной связью и коэффициенты усиления аналогичны усилителям с внешней обратной связью. МУ с внутренней обратной связью требуют меньше диодов, имеют выше КПД и при одинаковых габаритах с МУ с внешней обратной связью имеют выходную мощность больше приблизительно на 40 %. Все это определило их большее применение, МУ с внешней обратной связью применяются в основном в измерительной технике (как имеющие высокую стабильность).

Реверсивные (двухтактные) МУ – отличаются от однотактных тем, что при изменении полярности входного сигнала изменяется полярность выходного сигнала (рисунок 21.14). Реверсивный МУ можно получить, если соединить два одинаковых нереверсивных так, чтобы они действовали встречно на общую нагрузку от одного общего управляющего сигнала. Эти усилители могут быть также выполнены с выходом по постоянному или переменному току, без обратной связи и с ней (внутренней или внешней); их схема является балансной, и поэтому они имеют лучшую линейность и стабильность характеристик.

115

Рассмотрим одну из простейших схем дифференциального реверсивного

МУ без обратной связи (рисунок 21.15). Рабочие обмотки wp1, wp2 двух

одинаковых нереверсивных магнитных усилителей МУ1 и МУ2 при помощи дифференциального трансформатора образуют дифференциальную схему

питания нагрузки - Zн (в качестве которой может быть, например, одна из обмоток двухфазного асинхронного двигателя).

При отсутствии входного сигнала (Iу=0) токи рабочих обмоток Iн1 и Iн2 МУ1 и МУ2 равны по величине, противоположно направлены и определяются величиной смещения (начальным подмагничиванием, создаваемыми токами смещения в обмотке смещения - wсм). Наличие обмотки смещения определяется тем, что сделать два абсолютно идентичных усилителя невозможно, поэтому даже при отсутствии входного сигналаIу=0. Поэтому с помощью регулировочного сопротивления – Rрег подбираются подмагничивание каждого МУ так, чтобы суммарный ток в нагрузке был бы равен нулю (рисунок 21.16).

Следует отметить, что короткозамкнутый контур обмотки смещения увеличивает инерционность МУ; с целью исключения такого влияния в цепь

смещения включены резисторыR1 и R2 большой величины. Обмотки wсм1 и

wсм2 соединены так, что ток управления создает поле, совпадающее с направлением поля от обмотки смещения в одной паре сердечников и противоположны в другой паре. Поэтому при одной полярности управляющего сигнала возрастает ток рабочей обмотки МУ1 (т.к. в этой паре сердечников уменьшается индуктивность рабочих обмоток) и уменьшается ток в рабочей обмотке МУ2. При другой полярности управляющего сигнала плечи усилителя меняются ролями. В нагрузке Zн будет выделяется разностный ток Iн=Iн1-Iн2, фаза которого меняется на 180 при изменении полярности Iу. Статическая нагрузочная характеристика реверсивного МУ является симметричной кривой, проходящей через начало координат и строится на основе частных характеристик МУ1 и МУ2, в которых фазы рабочих токов противоположны (рисунок 21.17). Причем поле обмотки смещения МУ2 сдвигает минимум

нагрузочной характеристики влево, а МУ1 – вправо, с тем чтобы Iн=0 . Рабочая зона реверсивного МУ определяется линейным участком суммарной характеристики.

Рассмотрим также широко применяемую схему трансформаторного реверсивного МУ с дифференциальным соединением рабочих обмоток (рисунок ). Этот усилитель также состоит из двух нереверсивных МУ с цепями управления и смещения аналогичными выше рассмотренным МУ. Рабочие

цепи имеют четыре пары обмоток: две пары - wp , соединенные последовательно, подключены к источнику питания, а две другие - wp,

уменьшается в другой (т.к. поле обмотки управления в одном случае совпадает с полем обмотки смещения, а в другом противоположно). В соответствии с этим индуктивность одной пары падает, а другой возрастает. Падение

1800 . Трансформаторный МУ дает возможность не применять

дифференциальный трансформатор для питания, путем изменения получить любое напряжение на нагрузку и согласовать выходное сопротивление МУ с входным сопротивлением нагрузки.

Широко применяется мостовая схема соединения обмоток реверсивного МУ (рисунок 21.18), которая также позволяет избавиться от дифференциального трансформатора. Сравнительный анализ приведенных схем показывает, что наиболее простой и имеющей наименьшие потери (т.к. нет второй пары обмоток) является – мостовая, однако она применяется для

получения выходного напряжения 0,6-0,7 от Uн. Трансформаторную схему

целесообразно применять для получения выходного напряжения .Но

все-таки наибольшее распространение получила схема с дифференциальным трансформатором, т.к. в ней упрощен ввод обратной связи. Кстати, если реверсивный МУ работает на устройство, имеющее две одинаковые обмотки, то применение трансформатора не обязательно, а указанные обмотки просто включаются на выходы соответствующих МУ1 и МУ2.

В заключение рассмотрим способ введения обратной связи на примере схемы дифференциального МУ с внутренней обратной связью (рисунок 21.19).

Необходимо отметить, что введение смещения в МУ служит не только для обеспечения Iхх=0 и выбора оптимальных токов в МУ1 и МУ2, но и определяет класс магнитного усилителя. На рисунке 21.20 приведены характеристики МУ двух классов – А и В.

Как известно, класс А обеспечивает минимальные нелинейные искажения (рисунок 21.21а), а класс В дает наилучшие энергетические показатели (рисунок 21.21б), минимальные токи холостого хода.

117

22 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ АППАРАТЫ

Полупроводниковые реле

Реле выполняются в основном на транзисторах. Транзисторы обладают малой массой, размерами, быстродействием, высокой надежностью, вибро- и ударостойкостью, не имеют размыкаемых контактов, обладают высоким КПД цепи нагрузки. И хотя они имеют ряд недостатков (отсутствие полного разрыва цепи нагрузки, гальваническая связь цепей управления и нагрузки, значительный разброс параметров) аппараты на их основе широко применяются в схемах автоматики и счетной техники.

Рассмотрим особенности работы транзистора как управляемого активного сопротивления на примере однокаскадного усилителя (рисунок

22.1а).

При отрицательном Iу,0 через нагрузку протекает минимальный ток Iк,0. Этот режим усилителя называется отсечкой. При Iб,н наступает режим насыщения транзистора. В этом режиме сопротивление участка ЭК мало и ток цепи определяется величиной нагрузки Rн. Ток переключения (Iуп) - ток управления, необходимый для перевода из состояния отсечки в состояние насыщения. В релейных аппаратах и логических элементах транзистор находится либо в состоянии насыщения, либо в состоянии отсечки, а переход из одного состояния в другое очень быстрый, т.к. в состоянии отсечки ток через транзистор очень мал, а в состоянии насыщения очень мало падение напряжения на переходе ЭК, то такой режим (ключевой) позволяет лучше использовать транзистор по мощности. Допустимая мощность, снимаемая с нагрузки в этом режиме, в десятки раз больше допустимой нагрузки того же транзистора в режиме непрерывного управления.

В случае активно-индуктивной нагрузки усилителя переход из состояния отсечки в состояние насыщения сопровождается возникновением большой ЭДС Ldi/dt, которая может быть такой большой величины, что может произойти пробой транзистора. Для устранения такого явления производят обратное диодное шунтирование цепи нагрузки, однако, при этом резко снижается скорость спада тока в нагрузке, а, следовательно, быстродействие усилителя в целом.

Как видно из нагрузочной характеристики усилителя, он не дает возможности получить релейную петлю в чистом виде. Получение такой характеристики возможно только в двухкаскадных усилителях.

В этих усилителях можно использовать непосредственную связь транзисторов Т1 и Т2 (рисунок 22.2а). При этом, если Т1 будет находиться в

состоянии отсечки, то Т2 будет находиться в состоянии насыщения и наоборот. Для получения состояния полной отсечки Т2 (Iу2=0) введено дополнительное запирающее напряжение Uз, которое создает необходимый запирающий ток Iу2. Схема обладает тем недостатком, что при питании нескольких таких

118

блоков требуются отдельные источники Uз1,2,3. Более удобной является схема, использующая общий источник для питания нескольких транзисторов (рисунок

22.2б). Ток от источника смещения +Еб, протекая по цепочке R2, R3 создает запирающее для Т2 падение напряжения на резисторе R3. Источник +Еб можно использовать для питания цепей смещения нескольких каскадов. Однако, если транзистор Т1 находится в состоянии отсечки, то ток, протекающий через базу

Т2, уменьшается по сравнению со схемой на рисунке 22.2а, из-за наличия R3,

что приводит к уменьшению коэффициента усиления каскада в отношении R1/(R1+R3). Этот недостаток устраняется при использовании в делителе

стабилитрона D. При полном насыщении Т1, ток от Еб проходит через D и T1 и создает на D падение напряжения, достаточное для закрытия транзистора Т2. Если транзистор Т1 находится в состоянии отсечки, то через D проходит ток, открывающий Т2, при этом из-за снижения сопротивления диода при большом токе падение напряжения на нем остается набольшим. Рассмотренные схемы поясняют работу двухкаскадного усилителя, но, также как и однокаскадный усилитель, не дают возможности получить чисто релейный режим (релейной петли). Однако, особенностью усилителя (рисунок 22.2а) является то, что приращение потенциала базы Т1 вызывает одинаковое по знаку и усиленное по величине приращение потенциала на коллекторе Т2. Это позволяет получить положительную ОС внутри каскада путем соединения этих точек резистором ОС Rос. Мы же знаем (как в МУ), что в режиме положительной ОС резко возрастают коэффициенты усиления по току усилителя и в некоторых случаях возможно достижение релейного режима усилителя. Для получения надежного

rэб1 - сопротивление между эмиттером и базой транзистора Т1;

=Rк1/(Rк1+R1).

Если rэб1/Rу (источник сигнала имеет малое сопротивление), то Rос.кр стремится к нулю, т.е. неравенство (22.1) осуществить нельзя. Для получения релейного режима в данной схеме источник сигнала должен иметь большое внутреннее сопротивление (Rу>> rэб1), т.е. реле должно управляться источником тока. Условие релейного режима принимает вид:

Схема двухкаскадного усилителя и его нагрузочная характеристика приведены на рисунке 22.3. По аналогии с электромеханическими

контактными реле ток iу1 называется током отпускания, а iу - током срабатывания. Ширина релейной петли I равна:

Влияние параметров схемы на характеристики реле заключается в том,

что:

1)увеличение сопротивления ОС Rос ведет к сужению релейной петли, уменьшает ток ОС и может привести к режиму самоблокировки реле;

2)уменьшение Rу приводит к уменьшению ЭДС срабатывания, отпускания и переключения, ширина релейной петли уменьшается и

при Rу=Rу.кр релейный режим исчезает

4)при увеличении сопротивления катушки - Rн напряжение срабатывания не меняется, а напряжение отпускания возрастает по модулю;

5)большое влияние на характеристики оказывает разброс параметров транзисторов и температурный сдвиг входных характеристик.

Для работы реле от входного источника с низким выходным сопротивлением применяют схему полупроводникового реле с положительной обратной связью в эмиттере (рисунок 22.4). Однако, схема по сравнению с ранее рассмотренной имеет уменьшенную выходную мощность.

Комбинированная схема коллекторно-эмиттерной обратной связи

(рисунок 22.4) обеспечивает некритичность релейного режима к величине Rу.

Большое применение находят электронные реле времени на транзисторах, упрощенная схема которого приведена на рисунке 22.5.

При отсутствии входного сигнала на 1,2,3 транзистор Т2 насыщен, т.к. к его базе приложен потенциал – Uп через резистор R7. Поскольку Т1 закрыт, то потенциал Uп приложен к базе Т3 через R5,R13,R14. Т3 насыщен и на выходе схемы сигнала нет. Конденсатор С1 заряжается до напряжения Uп (т.к. R5<<R13+R14) с указанной на рисунке 22.5 полярностью.

При подаче сигнала на вход Т1 насыщается, через него происходит перезарядка С1 на обратную полярность. При этом после открытия Т1 на базу Т2 подается в начале положительный потенциал, спадающий по закону разряда конденсатора

t

где Tp=C1R7 и транзистор Т2 - закрыт, в этот момент Т3 открыт за счет iб3 через R8,9. Через время t=0,7Tр потенциал базы Т2 практически падает до

120

нуля, Т2 – открывается, Т3 – закрывается напряжением смещения +Uсм. На выходе появится сигнал, который будет держаться до тех пор, пока есть сигнал на выходах 1,2,3. Поле снятия входного напряжения Т1 закрывается, а Т3 открывается через R13,14. Выходной сигнал пропадает. Конденсатор С1 заряжается через R5. Т.к. R5<<R7, то время заряда конденсатора значительно меньше времени выдержки реле. Для правильной работы реле повторный импульс на вход реле подавать на ранее чем через (3-4)R5C1=(3-4)T3. Выдержка времени регулируется R7 в пределах от 1 до 100 C.

В последнее время все большее применение находят тиристорные полупроводниковые реле, основой которых является управляемый полупроводниковый вентиль – тиристор. На рисунке 22.6 приведена типичная вольт-амперная характеристика тиристора, его условное обозначение. При

отсутствии сигнала управления (Iу=0) и U<Uт max тиристор имеет большое сопротивление и через нагрузку течет ток, определяемый ее сопротивлением. При номинальном токе управления характеристика вырождается в диодную. Таким образом, в зависимости от Iу тиристор меняет свое сопротивление от

очень малого (при Iу=Iун) до очень большого (при Iу=0, U<Uт max). После прохождения переменного тока через ноль тиристор разрывает цепь тока, если

нет Iу=Iун.

Эти свойства тиристора используются в тиристорном полупроводниковом реле (рисунок 22.7). Схема состоит из двух тиристоров, аноды которых связаны через конденсатор С.

Сопротивление нагрузки Rн включено в анодную цепь первого тиристора, а в анодную цепь второго тиристора включено балластное сопротивление Rн. При подаче отпирающего сигнала Uу1 , на управляющий электрод Т1 последний открывается и в нагрузке появляется ток. Снятие управляющего сигнала и даже подача отрицательного напряжения на управляющий электрод на приводят к выключению Т1, т. к. включенный тиристор теряет управляемость. Для его выключения служит второй тиристор Т2. При подаче на Т2 отпирающего сигнала Uу2 он включается, а конденсатор С, зарядившийся во время проводимости тиристора Т1 до напряжения источника (полярность на рисунке 22.7), разряжается через Т1 . Ток разряда имеет направление противоположное направлению анодного тока Т1 , а значение его практически ничем не ограничено при условии, конечно, что проводимость разрядного контура не изменяется. Поэтому при достижении током разряда конденсатора значения анодного тока приводящего тиристора Т1 последний выключается (т.к. результирующий ток через него равен нулю, а обратный ток невозможен из-за вентильных устройств тиристора).

Простейший релейный элемент на тиристоре изображен на рисунке

22.8

Нагрузка Rн питается от источника переменного тока. Напряжение питания выбрано так, что U<Umax. Цепь управления питается от того же источника.