Общая электротехника и электроника. Физические свойства и элементная
.pdfзначения, что и в схеме с ОБ, а дифференциальное сопротивление гк и
барьерная емкость Ск могут быть рассчитаны по формулам
J k .
кр + Г
с*к = С к(Р + 1 ).
Л е к ц и я 11
2.2.7. Представление транзистора в виде четырехполюсника
При анализе и расчете некоторых электронных схем удобно предста вить транзистор в виде четырехполюсника, т.е. схемы, которая имеет два входных полюса и два выходных, а внутреннее содержание и соединения
элементов в этой схеме неизвестны |
|
|
(рис. 2.45). При этом, подключив ампер |
n— |
|
метры и вольтметры к внешним зажимам |
> 0 |
|
(полюсам), мы можем измерить реакцию |
f/l |
Ui |
|
этой схемы на изменение двух выбран ных параметров из четырех (двух токов и
двух напряжений). В зависимости от то
Рис. 2.45
го, какие величины выбрать за независи мые переменные, можно составить шесть пар дифференциальных уравне
ний, а следовательно, получить шесть различных систем параметров.
В транзисторной практике наибольшее применение нашла так назы ваемая система й-параметров, когда за независимые переменные приняты ток 11 и напряжение Ui. В этом случае переменными (функцией) являются величины U\ = F(/j, Ui) и 1\ = F{1\, Ui)- Полная производная от двух пере менных может быть найдена как сумма частных производных (коэффици енты при производных d/j и dU2 получили название й-параметров).
|
|
А1 |
d U l |
dU2, |
|
д1 U j =const |
d/, + |
1 |
|
|
|
8Ur /j = const |
||
d/ 2 |
a in |
|
5/, |
dUo. |
= —- |
d/j + |
|||
2 |
dll U 2 =const |
du, |
7] =const |
Тогда эти уравнения можно записать в виде |
|
dU\ =A]jd/i +A|2 dC/2, |
(2.17) |
d12 =h2\dl\ + A2 2 d t/2 * |
(2.18) |
В этих уравнениях параметр Ли имеет размерность сопротивления и равен входному сопротивлению транзистора при коротком замыкании вы
ходной цепи, hi i = |
Параметр Иц - величина без- |
9/i Ui =const или dU2=0
размерная и называется коэффициентом внутренней обратной связи, т.е. показывает влияние выходного напряжения (UK_ б, UK- 3) m входное на пряжение (U3_ б) при разомкнутой входной цепи (режим холостого хода),
hl2 - а и х |
Параметр A2I - величина безразмерная и рав- |
dU, /j = const и л и й !\ =0 |
|
няется коэффициенту передачи входного тока при коротком замыкании
выходной цепи, п2\ |
Параметр Нц имеет раз- |
* 1 |
U 2 =const или(1[/2=0 |
мерность проводимости (сименс) и называется выходной проводимостью транзистора при разомкнутой входной цепи (режим холостого хода),
и22 = 812
dU, /j =const или d/j =0
Все эти параметры можно определить экспериментально. Для этого режим короткого замыкания в выходной цепи по переменной составляю щей (dUi = 0 ) создается за счет емкости, подключенной параллельно вы ходным клеммам, а режим холостого хода (d/i = 0 ) - за счет последова тельного включения во входную цепь индуктивности. Приближенно А параметры можно найти графическим путем по статическим ВАХ. Для на хождения параметров Ап и Нц используются входные характеристики (рис. 2.46, а)
*и = |
д и б |
|
|
_ Д ^ б ! |
•> |
“ в и |
12 Д ^ к |
|
|
||
|
/б = const |
~ |
/б = const |
||
|
U к2 =COnSt |
к |
|||
а для параметров * 2 1 и * 2 2 |
- входные характеристики (рис. 2.46, б) |
||||
|
*21= |
^ |
|
|
|
|
2 1 Ah U K1 = const |
h i ~ h \ |
U K1 = const |
|
Для разных схем включения транзистора различными будут и значе ния отдельных параметров, так как для схемы с ОБ
Щ = и 3_ б, и 2 = uK_ 6, i x = / э, i 2 = / к,
а для схемы с ОЭ |
|
|
|
|
|
|
|
^ 1 = |
- э’ ^ 2 |
UK_ э, 1 \—IQ9I2 — • |
|||
Зная й-параметры, можно рассчитать значение элементов схемы за |
||||||
мещения транзистора. |
|
|
|
|
|
|
|
„ ^ 1 2 0 3 |
_ Д^ОБ ~^12 0Б . _ |
1 |
_ 1 + ^2103 |
||
|
Гj ^ |
|
' ■*^ |
--------— |
|
|
|
Л220Э |
"22 ОБ |
"22ОБ |
"22 ОЭ |
||
„ |
Д^ОБ “ Л120Э _ Л120Б |
^ _ и |
_ |
^2103 |
Ц*Й1 2 о б - |
|
Гб ~ |
7 |
- Т |
>® ~ "21 ОБ ~ 1 |
, т, |
||
|
" 2 2 ОЭ |
"2203 |
|
i + "f2103 |
где ЛЙоб = h 1 ОБ^ 2 2 ОБ “ ^ 1 2 0Б^21 ОБ>Д^ОЭ = ^1 103^22 03 ~ ^ 1 2 03^21 03 • Для расчета электронных схем по системе й-параметров удобней
пользоваться и эквивалентной схемой замещения четырехполюсника (рис. 2.47). Эта структура не меняется для любой схемы включения тран зистора, меняются только й-параметры.
В заключение еще раз отметим, что все параметры транзистора в виде четырехполюсника рассчитываются по переменным составляющим токов и напряжений и при работе транзистора в активном (усилительном) режи ме.
2.2.8.Переходные характеристики
ичастотные свойства транзистора
Транзистор является инерционным элементом, т.е. при идеальном скачке входного тока выходной ток не может измениться скачком. Это объясняется тем, что носители, пришедшие с эмиттера, не могут мгновен но пролететь базу. Требуется время, чтобы они переместились от эмиттера к коллектору. Кроме того, невозможно, чтобы все носители, внедренные в базу, одновременно достигли коллекторного перехода, так как они имеют разную скорость. Поэтому считается, и это доказано теоретически и экспе риментально, что при идеальном скачке входного тока выходной ток изме няется в первом приближении по экспоненциальному закону (рис. 2.48).
Уравнение переходной характеристи ки запишется так:1
1 |
= I |
(\ - |
e~t/T°L'\ |
|
i x |
2к.уст11 |
с |
у |
где та - постоянная времени нарастания
коллекторного тока в схеме с ОБ; / куст -
установившийся ток коллектора.
Как известно, такой переходный про цесс описывается линейным дифференци альным уравнением первого порядка
Т |
a |
---- — 4- f |
z z I |
|
^ |
i K.ycr |
или в операторной форме
prai K(p)+ iK(p) = i KycT(p),
где оператор р = усо. Отсюда
7 УХ ! к.усгг(р) Г / • |
Ч |
^к.уст |
! к(р) = 7 Т ------ ’ 7 к О ) |
= 1-----т----- |
|
1 + /* а |
1 |
+ J«na |
Разделив левую и правую части на / э.Уст, получим
аОсо) = - |
^ - . |
1 |
+ j m a |
Тогда модуль а(со) комплексного числа aQco) находится так:
«уСТ
а((о) =
д/1+ ®2та
1
Так как та — ,то
|
|
а((о) |
Ауст |
|
(2.19) |
||
|
|
z' |
Л |
’ |
|||
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
1+ |
СО |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
V<°a y |
|
|
|
где соа - граничная частота. |
|
|
|
|
|
|
|
Если со = |
соа , то аш |
а уст Следовательно, граничная частота - это |
|||||
|
|
~ ж |
|
|
|
|
|
такая частота, |
при которой |
коэффициент передачи тока уменьшается в |
|||||
л/ 2 раз. |
|
|
|
|
|
|
|
Для схемы с ОЭ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
а уст |
|
|
|
|
= «(■/<■>) |
= |
1 + Л01а |
_ |
а уст |
|
|
|
1 + о(;ш ) |
|
|
«уст |
0 |
+ а уст) + J m a |
|
1 + Л»ха
1 + а уст Руст
1 + усотр *
1 + усо
1 + а уст
где Тр _ постоянная времени нарастания коллекторного тока в схеме с ОЭ, которая значительно больше та ,
TR = |
ig__ _ |
|
|
||
1 - а уст |
= ха(Руст + 1)> |
||||
тогда |
|
|
|
|
|
|
(йр |
— 0 |
+ 1 ) |
|
|
|
®а |
|
|
||
здесь сор -граничная частота в схеме с ОЭ, Юр = |
СОд |
||||
|
|
|
|
1 |
+ р |
Модуль коэффициента передачи тока базы |
|
||||
|
Рш = |
|
^уст |
(2.20) |
|
|
|
( |
со \ 2 |
||
|
|
|
|
||
|
|
1+ |
Юо |
|
|
|
|
|
V |
|
|
|
|
|
YJ |
|
Сравнивая формулы (2.19) и (2.20), можно сделать вывод, что частот ные свойства схемы с ОЭ значительно хуже частотных свойств схемы с ОБ, поскольку сор значительно меньше соа .
2.2.9. В литие паразитных емкостей на инерционность транзистора
В схеме замещения транзистора (см. рис. 2.44) присутствует емкость в эмиттерной и коллекторной цепях. Эти две емкости создают две дополни тельные постоянные времени тэ = Сэгэ и тб = Скгб, где тэ - постоянная
времени эмиттерной цепи; тб - постоянная времени базовой цепи. В нор мальных режимах работы транзистора тэ всегда меньше 1 5 , поэтому наи большее влияние на частотные свойства оказывает постоянная времени 1 5 , которая значительно возрастает, если в коллекторную цепь включить
добавочное сопротивление RK. В этом случае постоянная времени базовой
цепи становится равной CK(rg + RK). С учетом сказанного, при расчетах
необходимо в формулу (2.19) подставлять не та, а эквивалентную постоян
ную времени |
i^KB = та + тэ + ig . Принимая во внимание, что Ь « та> а |
|
тб = Ск(гб + RK) « Ск/?к, можно т « рассчитать приближенно: |
||
Для схемы с ОЭ умножим левую и правую часть на (р +1) и получим |
||
|
тркв * тр + С Х > где С* = СК(Р +1). |
|
|
2.2.10. |
Составные транзисторы |
Составные транзисторы могут выполняться на двух и более обычных |
||
биполярных |
транзисторах. |
Схема такого транзистора представлена на |
рис. 2.49. Несмотря на то, что выполнена схема на двух транзисторах, у со ставного транзистора имеются только три вывода: коллектор, эмиттер, ба за, поэтому его можно рассматривать как один транзистор, но уже с дру гими параметрами.
Определим для составного транзистора коэффициент передачи тока базы ps . Как видно из схемы (рис. 2.49), / к = / к + 1К^ , где / К1 = Pj/б» а
7К2 = 7б2 02 = 7Э,Рг = (Pi + 1)7бРг. тогда
Лс = Pl^6 Р2СР1 + 1 )^б или АсЛб = P i = (Pi + Р2) + PlP2 •
j Коллектор
Так как Pi и р2 значительно больше единицы, то р] + р2 « |
PlP2 > |
следовательно, можно принять |
|
* P1P2 • |
(2 .2 1 ) |
Высокий коэффициент Р^ - это основное достоинство составного
транзистора.
Для нахождения остальных параметров воспользуется схемой заме щения составного транзистора, представленного на рис. 2.50. В схеме за мещения составного транзистора не учтены емкости Сэ и Ск.
*
r*i
Выходное сопротивление транзистора
Л„ |
Уб-э |
|
/ б ' |
||
ВХ2_ |
||
Из схемы замещения (см. рис. 2.50) |
||
и 6-э = ' б К + (Pi + 1 )(Гэ1 |
+ гбг) + (Pi + !)(р2 + 1 )гЭ 2 ], |
тогда
Лвх2 = '•б, + (Pi + 1Х/э, + % ) + (Pi + 1)(Р2 + 1)»э2
Учитывая, что |
[гб, + (Р, + 1 |
)(г э, + гЭ 2 ] « |
(pj + 1 )(р2 |
+ 1 )гЭ2 , |
можно |
|||
считать |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ЛВХг |
* (Р 1 + 1 )(Р2 |
+ 1 > э2 |
|
(2 -2 2 ) |
|||
Сопротивление эмиттера составного транзистора |
|
|
||||||
|
Г |
= r |
+ -ij-----22. |
|
|
(2.23) |
||
|
э£ |
э2 |
|
Р2 |
+ 1 |
|
|
7 |
так как ток через сопротивление |
гэ |
в |
Р2 + 1 |
раз больше, чем |
через |
|||
сопротивление гэ^ + гб |
(см. рис. 2.50). |
|
|
|
|
|
||
Дифференциальное сопротивление коллектора составного транзисто- |
||||||||
* |
|
|
= 0 |
. Учитывая, что сопротивление гЭ2 |
||||
ра гк^ находится при условии / 5 |
||||||||
значительно меньше, чем |
+ г§ |
, получим схему замещения, приведен |
||||||
ную на рис. 2.51, согласно этой схеме |
|
|
|
|
|
|||
'к -^ к +^к +1к = Т |
t/ к - э |
|
Р2 ^ к - : |
и к - э |
|
|||
|
|
|
''К! + % + гб2 |
Г*2 |
|
|||
|
Гщ +''э1 + Ъ2 |
|
Разделив UK_ э на / к, найдем
*'к, + % + %
Р2 + 1
или, принимая во внимание, что гэ^ 4- |
« |
* |
гк^, получим |
||
♦ |
к2 |
(2.24) |
= rl // |
Р2 + |
|
К1 |
1 |
Как видно из (2.24), дифференциальное сопротивление коллектора со ставного транзистора значительно меньше, чем обычного транзистора, что
является недостатком, так как малое г* снижает коэффициент усиления |
|||
усилителя по напряжению. |
|
|
|
Тепловой |
ток |
составного транзистора |
|
(см. рис. 2.51) |
* |
* |
* |
* |
|||
^к.О£ = / к.О! + ^к. 02 |
+ ^к.О|Р2 = |
= ^К.О\ (Р2 + 1 ) + ^к.о>
т.е. в ((32 +1) раз больше, чем обычного транзистора. Этот существенный недостаток составного транзистора ограничивает его применение. Для уменьшения тока / * 0
можно предложить схему, приведенную на
рис. 2.52. |
Если рассчитать сопротивление |
R3 |
|
так, чтобы падение напряжения на нем |
от тока |
было меньше, чем |
на |
пряжение открывания второго транзистора (U* «0,7 В), то ток базы VT2 будет равен 0 и тогда
^K.OJ ^K.OJ + Лс.о2 * ^к.о •