диск электроника / el_rea / Разделы / Преобразователь

Преобразователь фазы (рис

Преобразователь фазы (рис. 2.12). Этот базовый преобразователь фазы (фазовариатор) удобен в пользовании. Его резисторы могут быть как активными, так и реактивными.

Напряжение на выходе ОУ DA1 равно Uo=—UвхR2/R1. Ток через элемент R4 составляет I4=U0/R4, а ток через резистор R3 — I3Uвх/R3. Тогда выходное напряжение определяется как

или

В результате получим

Отсюда следует, что в зависимости от соотношения значений R1—R4 выходное напряжение может менять фазу.

Эквивалент колебательного контура с управляемыми параметрами (рис. 2.13). В эквиваленте резисторы R1-RЗ могут быть заменены реактивными элементами. Д1я определения входного сопротивления эквивалента нужно исходить из того, что Iвх=I1-I2, где

I1=Uвх/R1, I2=(Uвх-кUвx)/(R2+R3). Коэффициент k регулируется резистором R1 и может принимать значения в пределах ±2. Тогда Iвx=(Uвх/R1+(Uвх-кUвх)/(R2+R3) или Iвx/Uвx=(1/R1+(1-к)/(R2+R3).

Входное сопротивление равно

Положим R1=1/jw C, R2=jw L и R3=R. Тогда Rвх=(jw L+R)/(—jw L+R)/(- w 2LC+jw CR+1-k). Если принять R=0, получим Rвx=jw L/(—w 2LC+1—k).

В контуре возникают колебания при Rвх=¥ , т. е. при w 2LC-1+k=0. Частота генерации равна

Эквивалент последовательного LC фильтра (рис. 2.14). Входной ток эквивалента составляет Ibx=(Ubx—U2)/X1.

Ток через резистор R1 равен I1=U2—kU2/R2 и ток через цепь R3, С2 I2=U2/(R3+X2). Поскольку Iвх=I1+I2, то

Значение U2 определим из первого выражения и подставим его в последнее

Учитывая выражение для k=R3/(X2+R3), получим

Отсюда видно, что числитель и знаменатель, которые по структуре отображают эквивалентную индуктивность, умножаются на коэффициенты R3 и R2. Если принять R3>R2, то можно написать Rвх=a (R2+jw С2RзR2)+1/(jw C1), где a — близко к определенному числу, например a =2...3. Тогда Lэ» a С2R2R3.

Можно собирать последовательные контуры с различной резонансной частотой. В табл. 2.1 указана емкость конденсаторов, которые определяют частоту контура.

Сумматор (рис. 2.15). Взаимосвязь входных сигналов можно описать как

Объединяя эти выражения, получим

Отсюда следует, что сигнал по входу 2 получает дополнительное усиление за счет слагаемого R6R2/(R4R3).

Транзисторные гираторы (рис. 2.16). Гиратор — усилитель, изменяющий характер реактивного сопротивления. Поскольку на частоте меньше 100 Гц катушку трудно реализовать в микросхемном исполнении, на помощь приходит гиратор.

На рис. 2.16, а показана схема самого простого гиратора. Уравнение, описывающее его, имеет вид R=(1+jw C1R1)/S, где S—крутизна характеристики полевого транзистора. Входное сопротивление имеет следующие составляющие: последовательное сопротивление потерь 1/S, эквивалент индуктивности Lэ=R1C1/S. При S=0,01 мА/В в f=1 МГц индуктивность равна 300 мкГн для C1=100 пФ и R1=30 кОм. Добротность равна 8,6. С увеличением крутизны до S=0,2 мА/В добротность становится равной 175.

На рис. 2.16, 6 показан гиратор с регулируемыми параметрами. Переменным резистором R2 изменяют крутизну характеристики транзистора. Характеристика изменения крутизны полевого транзистора показана на рис. 2.16, в. Наиболее широкие пределы регулирования соответствуют R3=0.

Аналог резонансного контура (рис. 2.17). Параметры контура определяются следующим образом. Входной ток контура равен сумме Iвх=I1+I2. Эти токи равны I1=(Ubx—kU1)/R1 и I2=Uвx/(R2+X1), а напряжение U1=UвxX1/(R2+X1), где X1=1/(jw C). Подставим последнее выражение в первое:

или

Проводимость контура

Из этого выражения следует, что входное сопротивление определится сопротивлением трех параллельно соединенных элементов: R1э=R1, R2э=R2, Сэ=С. Второе слагаемое предыдущего выражения преобразуется к виду

Отсюда следует, что Rээ=R1/k и Lэ=СR21/k. Если принять коэффициент передачи ОУ k=1 и сопротивление R1 выбрать большим, то устройство можно считать эквивалентом индуктивности.

Регулируемый реактивный элемент (рис. 2.18, а). В его основу положен фазосдвигатель на ОУ, передаточная функция которого может быть описана выражением Uвых=(1+jw R3C1)/(1-jw R3C1).

Входной токэле-мента равен

Отсюда следует, что при w 2R23C21<1 элемент имеет индуктивный характер, а при w 2R23C21>1 - емкостной (рис. 2.18, 6).

Чтобы выполнить условие go—S=0 в элемент введена балансирующая цепь R4—R6, которая позволяет вывести транзистор VT1 на любой участок характеристики (рис. 2.18, в).

Для регулирования значения реактивной составляющей в элементе по схеме на рис. 2.18, г применен двухзатворный полевой транзистор. Цепь R4—R6 позволяет регулировать значение реактивной составляющей более чем в 10 раз.

Многофункциональные элементы (рис. 2.19). Мост на рис. 2.19, а может служить базовым элементом для различных устройств.

Для определения передаточной функции элемента напишем выражения

из которых получим

где q — проводимости соответствующих резисторов.

Для q2q3=q1q4 или R2/R1=R4/R3 напряжение U3=¥ . В частности, при R2=R4 и R1=Р3 в мосте не действуют обратные связи, и выходные напряжения U3 и U4 могут принимать любые значения в пределах своего динамического диапазона. Если вместо резисторов R1 и R4 включить конденсаторы С1 и С4, то в мосте возникнут колебания с частотой jw C1R2=1/jw C4R3) или R2R3=1/(w С3С4) и w =1/(R2R3C3C4)0,5.

На рис. 2.19,6 показан способ подключения внешнего сигнала к мосту на ОУ. Для этого элемента можно написать уравнения

где I3 и I4 — токи, протекающие через резисторы R3 и R4:

Из анализа этого выражения следует, что при замене резисторов конденсаторами входное сопротивление может быть отрицательным и положительным, иметь характер отрицательной и положительной индуктивности.