Сау лекции 2013 / 19 Типовые многотранзисторные конфигурации УК

19 Типовые многотранзисторные схемные конфигурации усилительных каскадов

1. Каскодное соединение ОЭ-ОБ

Схемная организация электронных аналоговых трактов и микросхем часто базируется на применении типовых схемных построений, включающих несколько усилительных каскадов. К конфигурации этого вида относится каскодное соединение (рисунок 1), которое для сигнала представляет последовательное соединение схем ОЭ и ОБ.

Рисунок 1. Каскодное соединение

Коэффициент усиления каскодной схемы К = К_оэ К_об, при этом в качестве нагрузки в каскаде ОЭ выступает входное сопротивление R_{вх об} схемы ОБ, которое мало. В результате каскад ОЭ имеет низкий коэффициент передачи, что делает проявление эффекта Миллера незначительным даже при общем большом усилении К каскодной схемы, которое обеспечивает схема ОБ (К_об = g₂₁ R_к). Таким образом, каскодное соединение по усилительным свойствам соответствует одиночному каскаду ОЭ, но по сравнению с ним обеспечивает малое значение паразитной входной емкости. Данное свойство играет важную роль при организации усилительных трактов, работающих на повышенных частотах.

Рассмотрим свойства каскодного соединения на постоянном токе. В схемном соединении применена схема последовательного питания. При этой схеме питания выходные (коллекторно-эмиттерные) цепи каскадов совместно с источником питания и нагрузкой R_к образуют последовательную цепь, в результате через оба транзистора протекают практически одинаковые токи, т. е. I_к01 = I_э02 = I_к02. Значение этих токов задает каскад ОЭ, собранный на транзисторе VT₁. Схемное построение каскада ОЭ на постоянном токе соответствует схеме с фиксированным потенциалом базы. В нем в создании токозадающего потенциала участвует резистор R₂, при этом U₀ = U_R2 = (Е_п⁺– Е_п^–) R₂ / (R₁ + R₂ + R₃). Разность потенциалов на резисторе R₁ определяет напряжение коллектор-эмиттер в каскаде ОЭ, а на резисторе R₃ – напряжение питания схемы ОБ.

На рисунке 2 приведен другой вариант схемной организации на постоянном токе каскодного соединения ОЭ-ОБ. В отличие от схемы рисунка 1 она допускает использование источников с пониженным номиналом питающего напряжения, так как в ней применено комплементарное построение. Питание каскадов осуществлено по параллельно-последовательному варианту с применением двух источников питания с заземлением базового вывода транзистора VT₂. Общий ток, протекающий через резистор R₀₂, равен сумме коллекторного тока I_к01 транзистора VT₁ и эмиттерного I_э02 транзистора VT₂. Ток через транзистор VT₁ задает разность потенциалов на резисторе R₀₁, при этом I_к01 = (U_R2 – 0,7) / R₀₁. Эмиттерный ток I_э02 зависит как от падения напряжения, которое создает на резисторе R₀₂ ток I_к01, так и от напряжения источника питания Е_п‑. При этом I_э02 = (‑Е_п‑ ‑ 0,7 ‑ I_к01 R₀₂) / R₀₂. Из приведенных соотношений следует, что токи I_к01 и I_э02 равны между собой, когда выполняется условие

(U_R2 – 0,7) / (‑Е_п ‑ 0,7) = R₀₁ / 2 R_02.,

при этом в схеме на рисунке 2 резистор R₀₂ должен иметь сопротивление

R₀₂ = R₀₁ (‑Е_п‑ ‑ 0,7) / 2 (U_R2 – 0,7). (1)

Рисунок 2. Каскодное соединение на транзисторах разного типа проводимости

Пример 1. Для схемы на рисунке 2 определить токи I_к01 и I_э02 в условиях их равенства, а так же значение сопротивления резистора R₀₂. Остальные параметры схемы имеют следующие значения: R₁ = 7 кОм; R₂ = 3 кОм; R₀₁ = 2 кОм; Е_п‑ = ‑5 В; Е_п+ = 10 В.

Решение. 1. Вычисляем для транзистора VT₁ токозадающую разность потенциалов U_R2

U_R2 = Е_п+ R₂ / (R₁ + R₂) = 10 3000 / (7000 + 3000) = 3 В.

2. Находим значение тока I_к01

I_к01 = (U_R2 ‑ 0,7) / R₀₁ = (3 – 0,7) /2000 = 1,15 мА.

3. В соответствии с (1) определяем искомое значение сопротивления резистора

R₀₂ = 2000 [– (–5) – 0,7] / 2 (3 – 0,7)  1,9 кОм.

Эквивалентные схемы для переменной (сигнальной) составляющей обоих соединений на рисунках 1 и 2 практически одинаковы. Некоторое различие вносит лишь наличие в схеме рисунка 2 в составе нагрузки каскада ОЭ сопротивления R₀₂. Это различие отражено на рисунке 3, при этом схеме рисунка 1 соответствует рисунок 3а, а схеме рисунка 2 – рисунок 3б. Наличие в нагрузке ОЭ дополнительной ветви R₀₂ снижает усилительные свойства схемы ОЭ, так как в роли нагрузки каскада ОЭ выступает не только входное сопротивление R_вхОБ, а параллельное соединение этого входного сопротивления и резистора R₀₂. Но снижение незначительное, так как практически всегда выполняется неравенство R_вх ОБ << R₀₂. Так для схемы рисунка 2, (R₀₂ = 1,9 кОм, g₂₁  1,15 10^-3/ 0,026) относительное снижение, равное 1 / (1 + g₂₁ R₀₂), не превосходит 12%.

Рисунок 3. Эквивалентные схемы каскодных соединений на переменном токе

2. Схемные построения на эмиттерно-связанных транзисторах

Широкое распространение в аналоговых схемах находит схемное построение, изображенное на рисунке 4. Основной составной частью этого построения является эмиттерно-связанная пара транзисторов VT₁ и VT₂ с идентичными (согласованными) характеристиками. На базе этой конфигурации реализуются не только схемы усиления, но и устройства перемножения сигналов, регулирования усиления, функционального преобразования. Эта конфигурация является основным звеном большинства усилителей постоянного тока, трактов, построенных по так называемой дифференциальной (симметричной) схеме.

Рисунок 4. Схемы с эмиттерно-связанными транзисторами

Типовое построение рассматриваемой схемы (рисунок 4а) предполагает использование двух разнополярных источников питания с подключением базовых выводов транзисторов на постоянном токе к точке нулевого потенциала. В силу симметрии схемы в ней в коллекторно-эмиттерных цепях транзисторов протекают одинаковые токи. При этом

I_э01 = I_э02 = I₀ / 2; I_к01 = I_к02 = I₀ / 2. (2)

В качестве основного токозадающего источника, определяющего ток I₀ и соответственно исходные значения токов I_к01 и I_к02, выступает источник Е_п–,напряжение которого, выступает в роли напряжения U₀, в результате

I₀ = (–0,7 – Е_п–) / R₀. (3)

Пример 2. Какое сопротивление R₀ надо включить в схеме рисунка 4а для того, чтобы исходное значение токов I_К0 составляло 2,1 мА при напряжении питания Е_п– = –5 В.

Решение. В соответствии с (2) и (3)

R₀ = (–0,7 – Е_п–) / 2 I_К0 = [–0,7 (–5)] / 2^. 2,1 10^-3  1 кОм.

В ряде случаев построение схемы отличается от типового, приведенного на рисунке 4а. Часто базовые выводы транзисторов подключаются к точкам с ненулевым значением постоянного потенциала, например к средней точке резистивных делителей. Такая ситуация наблюдается при питании схемы от одного источника питания (рисунок 4 б), а так же в многокаскадных усилительных трактах, когда в их состав входят несколько непосредственно связанных каскадов. В этих случаях особое внимание обращается на обеспечение схемы на постоянном токе, которая достигается строгим выравниванием токозадающих потенциалов U₀₁ и U₀₂. Необходимость выполнения условия симметрии связана с тем, что рассматриваемая схема весьма чувствительна к разности потенциалов U₀ = U₀₁ – U₀₂. Возникновение этой разности потенциалов хотя и не приводит к изменению тока I₀ , но вызывает его перераспределение между эмиттерными цепями транзисторов. В результате ток одного транзистора увеличивается, а другого – уменьшается. Появление разности потенциалов U₀ в 70…80 мВ вызывает практически полную асимметрию в работе схемы на постоянном токе, при которой один транзистор оказывается закрытым, а другой – в состоянии насыщения, вследствие чего схема полностью теряет усилительные свойства. Рассмотрим влияние разности потенциалов U₀ на распределение тока I₀ между транзисторами. Из уравнения Эберса-Молла следует

I_к1 » I_оЭ ехр (U_БЭ1 / тU_Т); I_к2 » I_оЭ ехр (U_БЭ2 / тU_Т),

при этом

I₀ = I_к1 + I_к2 =

= I_к1 {1 + exp[(U_бэ2 – U_бэ1) / т U_T]} = I_к2 {1 + exp[(U_бэ1 – U_бэ2) / т U_T]}. (4)

С учетом того, что U_бэ1 – U_бэ2 = U₀ , U_бэ2 – U_бэ1 = – U₀ и т » 1, из (4) следует

I_к1 = I₀ / [1 + ехр(U₀ / U_Т);

I_к2 = I₀ / [1 + exp(U₀ / U_T). (5)

Пример 3. В схеме рисунка 4б из-за разброса значений сопротивлений в базовом делителе потенциалы U₀₁ и U₀₂ оказались различными (U₀₁ = 5,01 В, U₀₂ =5,05 В). Определить, как это различие отразится на распределении тока I₀ = 6 мА между транзисторами.

Решение. 1. Вычисляем разность потенциалов между базовыми выводами транзисторов

U₀ = U₀₁ – U₀₂ = 5,01 – 5,50 = – 0,04 B.

2. В соответствии с (5)

I_к1 = 6 10^–3 / [1 + ехр(–0,04 / 0,026)] » 4,94 мА;

I_к2 = 6 10^–3 / [1 + ехр(0,04 / 0,026)] » 1,06 мА.

Снижение влияния различия DU₀ потенциалов базовых цепей может быть достигнуто как за счет охвата усилительного тракта общей петлей ООС, действующей на постоянном токе, так и с помощью дополнительных резисторов R_F, включенных в эмиттерные выводы транзисторов, как это показано на рисунке 4а пунктирными линиями. Схемные построения при R_F  0 обладают СПХ с повышенной линейностью. Сказанное иллюстрирует рисунок 5, на котором приведен график зависимости, построенный в соответствии с (5) и отвечающий случаю отсутствия резисторов R_F, а так же при R_F  0.

Рисунок 5. СПХ каскада с эмиттерно-связанными транзисторами

Линеаризирующее влияние резисторов R_F тем больше, чем больше отношение U_RF / U_Т (приведенный на рис. (6.10) график соответствует U_RF / U_Т = 1,5, т. е. U_RF = 40 мВ). Но следует иметь в виду, что увеличение сопротивления R_F вызывает снижение усилительных свойств в (1 + g₂₁ R_F) раз.

3. Фазоинвертор на эмиттерно-связанных транзисторах

Фазоинвертор или фазорасщепляющий каскад – каскад, задачей которого является формирование из одного сигнала двух противофазных сигналов равных амплитуд. При использовании схемы, изображенной на рисунке 6 в качестве фазоинвертора противофазные сигналы u_вых1 и u_вых2 образуются в коллекторных цепях транзисторов на резисторах R_к1 и R_к2. При этом сигнал u_вых1 находится в противофазе по отношению к входному сигналу u_вх, а u_вых2 - в фазе. Формирование выходного сигнала u_вых1 из входного u_вх происходит с помощью каскада на транзисторе VT₁ по схеме ОЭ_F. В соответствии с этим

К₁ = u_вых1 / u_вх = К_оэF =

= R_н1 g₂₁ / (1 + g₂₁ R_F1) = R_к1 g₂₁ (1 + g₂₁ R₀) / (1 + 2 g₂₁ R₀), (6)

где R_н1  R_к1; R_F1 = R₀ R_{вх об} = R₀ / (1 + g₂₁ R₀).

Рисунок 6. Фазоинвертор на эмиттерно-связанном каскаде

Формирование выходного сигнала u_вых2 из входного u_вх происходит с помощью двухкаскадного тракта ОК-ОБ, т. е.

К₂ = u_вых2 / u_вх = К_ок К_об =

= g₂₁ R_н1 g₂₁ R_н1 g₂₁ R_н2/ (1 + g₂₁ R_н1) = g₂₁ R₀ g₂₁ R_н2 / (1 + 2 g₂₁ R₀), (7)

где R_н1 = R₀  R_{вх об} = R₀ / (1 + g₂₁ R₀); R_н2  R_к2.

Обычно в реально организованных схемах выполняется условие 2 g₂₁ R₀ >> 1 и R_к1 = R_к2 = R_к. При этом

К₁  К₂  g₂₁ R_к / 2. (8)

Важной характеристикой фазоинвертирующего каскада является степень различия его выходных напряжений u_вых1 и u_вых2. Это различие определяется несовпадением значений коэффициентов передачи К₁ и К₂. В качестве меры указанного различия используют параметр

К = К₂  К₁. (9)

В соответствии с (6), (7) и (9) в условиях R_к1 = R_к2 = R_к

К = ­ g₂₁ R_к / (1 + 2 g₂₁ R₀) » ­R_к / 2 R₀. (10)

Из (10) следует, что для уменьшения К необходимо увеличивать сопротивление R₀. Но простое увеличение сопротивления этого резистора вызывает уменьшение коллекторного тока и соответственно ухудшение усилительных свойств каскада. В связи с этим вместо резистора целесообразно включить схему, называемую генератором стабильного тока (ГСТ).