могут быть определены по графикам на рис. 3.3 и 3.4.

3.2. Методика измерения коэффициента усиления антенны

Метод, используемый для измерения коэффициента усиления рупорной антенны, основан на следующей модели. Предположим, имеются 2 идентичные антенны, разнесённые на расстояние 2R, которое удовлетворяет условию дальней зоны (3.1). Пусть при этом направление максимального излучения антенн совпадает с осевой линией системы (рис. 3.5). Очевидно, систему можно

Рис. 3.5

рассматривать как волновой четырёхполюсник, который описывается матрицей рассеяния, причём ввиду симметрии системы между элементами матрицы

имеются очевидные связи: S11 = S22 , S12 = S21. Следовательно, амплитуды падающих и расходящихся волн на входах 1 и 2 связаны соотношениями

Элементы S-матрицы однозначно связаны с параметрами антенн и геометрией системы в целом. Для выяснения этих связей поставим систему в испытательный режим, при котором на вход 1 поступает падающая волна с ком-

плексной амплитудой C1− , несущая мощность Pпад , а вход 2 нагружен на со-

гласованную нагрузку Zн = Zл (рис. 3.6). В этом случае C2− = 0 и система (3.9) принимает вид

C1+ = S11C1− .

C2+ = S21C1−

Приведенные условия работы системы отображены на рис. 3.6.

25

Фаза элемента S21 зависит, очевидно, от электрического расстояния между антеннами и может быть представлена как ψ21 = ψ −2kR , так что

Перейдём к элементу S11 S-матрицы рассматриваемой системы. Он имеет смысл коэффициента отражения на входе 1 в рассматриваемом испытательном режиме: S11 = C1+C1− . Но в линии 1 отражённая волна порождает-

ся двумя причинами: а) неидеальным согласованием антенны с линией, что в режиме излучения в свободное пространство было учтено коэффициентом отражения ρа , и б) вторичным излучением антенны 2, которое принимается антенной 1. В связи с этим в линии 1 появляется «добавочная» отражённая

S11 = C1+C1− =ρа +CвтC1− .

Можно показать, что, поскольку антенны расположены на расстоянии, соответствующем дальней зоне, второе слагаемое в этом выражении будет существенно меньше первого (на один–два порядка) и им вполне можно пре-

небречь. Поэтому можно считать S11 = S11 e jψ11 =ρа . Теперь выражение

Таким образом, установлена связь между элементами S-матрицы и параметрами антенны.

Поставим теперь рассматриваемую систему в режим противофазного возбуждения, когда C2− = −C1−. В этом случае, в соответствии с (3.9),

27

Следует отметить, что для реализации этого режима вовсе не обязательно иметь две идентичные антенны. Антенну 2, возбуждаемую в противофазе с антенной 1, можно заменить зеркальным изображением последней в идеально проводящем бесконечном экране, как показано на рис. 3.7.

Рис. 3.7

Коэффициент усиления можно определить экспериментально, измеряя зависимость модуля коэффициента отражения ρ1 в линии 1 от расстояния R

до экрана. Действительно, при изменении R в выражении (3.15) первое слагаемое остаётся неизменным, а второе меняется по фазе (изменениями его модуля при небольших изменениях R можно пренебречь). В результате модуль коэффициента отражения ρ1 будет изменяться, и по зависимости его от R

ствующая формуле (3.15), показана на рис. 3.8, а. При изменении расстояния

вокруг конца вектора S11. Максимальное по модулю значение ρ1 получится при совпадении фаз этих векторов. Пусть это имеет место при некотором расстоянии R = R1 :

При изменении R на λ/4 ( R2 = R1 +λ4) фаза вектора −S21 изменится на π и модуль коэффициента отражения ρ1 станет минимальным (рис. 3.8, б). Фаза его будет при этом той же, что и при R = R1 , т. е. ψ11:

28

входной линии антенны создастся распределение поля C(z) с наименьшим значением КБВ, равным КБВmin (почему?). Пусть при этом максимум распределения поля расположен в некоторой точке с координатой z1 (рис. 3.8, в). При переходе к R = R2 во входной линии будет распределение поля с максимально возможным КБВ, равным КБВmax (почему?). При этом максимум поля в линии будет находиться в той же точке z1, что и при R = R1 . Это связано с тем, что коэффициент отражения в линии в обоих случаях имеет одну и ту же фазу ψ11 на входе 1.

29