6.2.2. Схемотехника ацп

В этом разделе рассмотрим наиболее распространенные традиционные схемы построения АЦП, начиная со схем последовательного типа, использующих в своем составе цифроаналоговые преобразователи. На рис. 6.10 приведена структурная схема АЦП, получившая название схемы последовательного счета.

Рис. 6.11. Структура АЦП последовательного счета

Перед началом работы сигналом "сброс" счетчик СЧ устанавливается в исходное (нулевое) состояние. Компаратор К находится в единичном состоянии, поскольку U_вх >U_вых из-за нулевого состояния счетчика. С момента поступления сигнала "старт" через схему И от генератора тактовых импульсов ГТИ на счетчик СЧ начинают поступать импульсы счета. На выходе счетчика формируется двоичный код, который схемой ЦАП преобразуется в аналоговый эквивалентный сигнала U_вых. Когда U_вых становится больше U_вх, компаратор К устанавливается в состояние "0", закрывая схему И. Счет прерывается, а зафиксированный параллельный код может быть считан как результат преобразования. После сброса счетчика в ноль и появления разрешающего сигнала "старт" процесс преобразования возобновляется. Время преобразования такого АЦП является переменным и зависит от уровня входного сигнала. Для максимального входного сигнала время преобразования можно определить как: t_пp =2^rτ_т 0, где r - разрядность счетчика, а τ_т - период тактовых импульсов.

АЦП следящего уравновешивания имеет структуру, похожую на АЦП последовательного счета, с той разницей, что счетчик является реверсивным. Упрощенная функциональная схема такого преобразователя приведена на рис.6.12,a. При U_вх > U_вых на выходе компаратора формируется высокий уровень, открывающий верхнюю схему И, и реверсивный счетчик суммирует тактовые импульсы, увеличивая величину U_вых. При U_вых > U_вх на выходе компаратора формируется напряжение U_к=0, закрывающее верхнюю схему И и открывающее нижнюю. Реверсивный счетчик от тактовых импульсов уменьшает свое содержимое, тем самым уменьшая величину U_вых. Таким образом, схема будет следить за изменением величины входного напряжения, переключая счетчик в режим суммирования и вычитания. Код N_вых на выходе PC является эквивалентом преобразуемого сигнала. В этой схеме следует для исключения эффекта "дрожания" кода при переходе от одного значения к другому использовать компаратор с гистерезисом. Следящие АЦП рекомендуется использовать для преобразования медленно меняющихся сигналов. Наибольшее время необходимо для первого преобразования. Оно такое же, как у схемы последовательного счета. Поэтому иногда в начальный момент устанавливают в счетчике значение кода, соответствующее середине интервала преобразования.

АЦП поразрядного уравновешивания (рис.6.12, б) находит наибольшее применение при практической реализации интегральных АЦП. В АЦП этого типа код в регистре результата изменяется так, чтобы обеспечить по возможности быстрое уравновешивание входного напряжения или тока напряжением или током, получаемым с выхода ЦАП. В исходном состоянии регистр результата (РР) содержит нулевой код (U_вх>U_вых). Компаратор поддерживает высокий уровень напряжения, включающий по сигналу "старт" работу устройства управления (УУ). Уравновешивание начинается со старшего разряда. В этом разряде УУ устанавливает вначале единицу и оценивает знак разности (U_вх–U_вых). Если U_вх > U_вых, то установленная в старшем разряде единица сохраняется, если U_вх < U_вых - то единица сбрасывается, т.е. в дальнейшем в этом разряде сохраняется нуль. Далее таким же образом проверяется нужна ли единица в соседнем, младшем по отношению к уже проверенному разряду. Уравновешивание продолжается до тех пор, пока не будут опрошены все разряды регистра, включая самый младший. Время преобразования в таком АЦП всегда одинаково и определяется разрядностью преобразования t_пр=n τ_т , где n-число разрядов, τ_т - период следования тактовых импульсов. Точность преобразования определяется в основном точностью работы ЦАП. Отечественной промышленностью выпускается целый ряд интегральных микросхем, работающих по принципу последовательного приближения.

Рис. 6.12. Структура АЦП следящего уравновешивания (а) и поразрядного уравновешивания (б)

На рис.6.13 показана схема АЦП на основе микросхемы К572ПВ1. Это 12-ти разрядный АЦП, который имеет выходные каскады с тремя состояниями (0,1 и высокоимпедансное), благодаря чему он может выдавать информацию в системную шину микропроцессоров, контролеров и т.д. Этот АЦП имеет двунаправленный кодовый канал, что позволяет использовать его и как ЦАП.

Рис. 6.13. Схема АЦП на основе микросхемы К572ПВ1

Переключение кодового сигнала на ввод или вывод производится сигналом V(режим): если V=0 – включен режим вывода кода, если 1–режим ввода. Перевод кодового сигнала в высокоимпедансное состояние производится подачей нулевого сигнала на вход LE (управление восемью младшими разрядами) и НЕ (управление четырьмя старшими разрядами). Благодаря этому информация с АЦП может выводиться побайтно на восьмиразрядную шину данных. Работа преобразователя синхронизируется тактовыми импульсами по входу С, частота которых не должна превышать 250 кГц.

Для работы в режиме АЦП схема дополняется источником опорного напряжения U₀, операционным усилителем А1 и компаратором А2. ОУ А1 используется для преобразования в напряжение выходного тока I₁ микросхемы ЦАП. Выходы дополняющего тока I₂ ЦАП и вывод последнего резистора сетки ЦАП I₃ подключаются к земле. В качестве резистора обратной связи ОУ А2 используется один из резисторов, входящих в микросхему (на рис.6.13,а набор резисторов микросхемы доступных для внешних соединений изображен отдельно от микросхемы). В распоряжении пользователя имеются четыре таких резистора, которые соотносятся по двоичному закону 2R, R, R/2, R/4 (R ≈ 10 кОм ).

Компаратор A2 сравнивает выходное напряжение ЦАП, снимаемое с выхода А1, с преобразуемым напряжением входа U_вх. Результат сравнения подается на вход С1 (сравнение). При включении АЦП по схеме на рис.6.13,а обеспечивается преобразование напряжения U_вх от 0 до - U₀. Если в обратную связь ОУ А1 включить сопротивление 2R или R/2, то предельное значение U_вх станет равным -2U₀ или - U₀/2, соответственно. Опорное напряжение U0 может изменяться в пределах от -15 до +15 В.

АЦП на основе микросхемы К572ПВ1 можно построить и без операционного усилителя А1, если его выход I₁ соединить непосредственно с неинвертирующим входом компаратора и на этот же вход через резистор R подать преобразуемое напряжение U_вх Инвертирующий вход компаратора при этом заземляется. В этом варианте происходит сравнение с нулем суммы токов U_вх/R и I₁. В обоих вариантах (с ОУ и без него) опорное напряжение U₀, должно иметь полярность, противоположную полярности U_вх. В приведенной схеме включения U₀ должно быть отрицательным. При положительном U₀ входы компаратора следует поменять местами.

Два варианта двухполярного АЦП на основе микросхемы К572 ПВ1 приведены на рис.6.13,б и в. В обоих случаях смещение характеристики преобразователя производится путем соединения опорного источника U₀, через резистор со входом компаратора А2. Схеме на рис.6.13, б соответствует диапазон изменения U_вх от - U₀ до + U₀, а схеме 6.13, в - от - U₀ /3 до +U₀ /3.

Запуск АЦП производится положительным импульсом, подаваемым на вход ST (старт). Весь цикл преобразования длится 28 периодов тактовых импульсов: 2 периода - сброс, 24 периода - реализация программы последовательного приближения и 2 периода - формирование положительного импульса на выходе DR (готовность данных). Цикл преобразования АЦП может быть закончен досрочно путём подачи повторного импульса запуска на вход ST. Таким образом, сокращается время преобразования и соответственно разрядность АЦП. Если требуется организовать циклическую работу АЦП, то соединяются между собой выход Z0 (выход цикла) и вход Z1 (вход цикла).

Схема ЦАП на основе микросхемы К572ПВ1 приведена на схеме рис.6.14. В этом случае на вход V подается сигнал "1" и через кодовый канал входной код N записывается в выходной регистр, управляющий работой ЦАП. Операционный усилитель А1 преобразует выходной ток I₁ ЦАП в напряжение U_вых. Внешняя кодовая информация в выходной регистр может быть записана также и последовательно по входу DI. Записываемый код на этот вход подается, начиная с младших разрядов, синхронно с парами тактовых импульсов (запись 12 разрядов кода занимает время, равное 24 периодам тактовых импульсов). Преобразователь имеет вход RE, разрешающий смену кода в выходном регистре. Этот код может изменяться только при RE=1. Если RE=0, то в регистре хранится ранее введенный в него код.

Рис. 6.14. Схема ЦАП на основе микросхемы К572ПВ1

При работе с ТТЛ-схемами U⁺_п1=+5B, при работе с КМОП схемами U⁺_п1 может быть повышено до + 15В, "Аналоговую землю" GA рекомендуется использовать в качестве низкопотенциальной точки для входного и опорного напряжений (U_вх, U₀). "Цифровую землю" GD рекомендуется использовать в качестве общей точки для дискретных сигналов. Соединять эти земли в общую точку следует в одном месте - на клемме источника питания.

Отечественная и зарубежная промышленность выпускает функционально-законченные АЦП, в состав которых входят все узлы, необходимые для работы преобразователя по методу последовательных приближений. Примерами таких АЦП могут служить микросхемы типа К1108ПВ1 и К1113ПВ1 (рис 6.15).

Рис. 6.15. Схемы включения АЦП К1108ПВ1 (а) и К1113ПВ1 (б)

На рис.6.15,а показана схема включения АЦП К1108ПП1. Десятиразрядный АЦП К1108ПП1 может работать как с внутренним, так и с внешним тактовым генератором. По втором случае на вход "С" подаются тактовые импульсы с выхода ЭСЛ инвертора (уровни-0,9;-1,7В), а в первом случае вход "С" соединяется через ёмкость 25пФ с общим проводом. Эта ёмкость может быть увеличена, если требуется снизить частоту преобразования. Вместо ёмкости может быть подключен кварцевый резонатор на 13,6МГц. Все цифровые входы за исключением С и V рассчитаны на работу с уровнем ТТЛ схем. Вход V управляет переключением разрядности АЦП. Для работы в десятиразрядном режиме (время преобразования 0,9мкс) вход V соединяется с "цифровой "землей". Для работы в восьмиразрядном режиме (время преобразования 0,75мкс) вход V соединяют с источником питания (-5,2В). Вывод 15 - вывод питания аналоговой части. Вывод 12 - питание цифровой части. В АЦП К1108ПВ1 имеется внутренний источник опорного напряжения 2,5В ± 0.1В. Для частотной коррекции этого источника к выводу 19 подключается ёмкость 0,47мкф. Опорное напряжение можно снять с вывода 18, например, для смещения начального уровня входного усилителя (потребляемый ток от не должен превышать 1мА). Температурный коэффициент напряжения для этого источника ±(30÷100)10^-6. Если точность внутреннего источника недостаточна, к выводу 18 можно подключить внешний более точный источник. Для отключения внутреннего источника надо вывод 19 через резистор 0,1кОм соединить с землёй. Кодовые выходы АЦП могут быть переведены в высокоимпедансное состояние подачей единичного сигнала на вход DE. Для частотной коррекции ОУ и для снижения входного сопротивления источников питания подсоединяют конденсаторы к выводам 12, 15, 16, 21. Для циклической работы следует вход запуска ST соединить с землей. Выход "готовность данных" DR используется для синхронизации системы считывания выходного кода АЦП. В процессе очередного преобразования на кодовом выходе АЦП присутствует код предыдущего преобразования. Входное напряжение АЦП может изменяться от 0 до 8 /7(~ЗВ). Регулировки нуля и чувствительности АЦП лучше производить с помощью дополнительной схемы на ОУ, включаемой между U_вх и аналоговым входом АЦП(АI).

Ha рис.6.15,б приведена схема подключения 10-ти разрядного АЦП К1113ПВ1, рассчитанного на входные напряжения 0…10,24В или -5,12…+5,12В. Переключение режима работы производится по входу V. Если V=l, то U_вх может изменяться в диапазоне 0…10.24 В, если V=0, преобразователь работает в диапазоне входных напряжений -5,12…+5,12В. Процесс преобразования в этом АЦП осуществляется при нуле на входе (бланкирование - преобразование).

Для сброса текущего выходного кода необходимо подать на вход положительный сигнал длительностью не менее 2 мкс. После этого подача кода нуля на вход инициирует новый цикл преобразования. По окончании преобразования на выходе (готовность) появится сигнал "нуль". В процессе сброса и преобразования на этом выходе поддерживается сигнал "единица", а кодовые выходы АЦП находятся в высокоимпедансном состоянии. По окончании преобразования одновременно с сигналом готовности данных =0 на кодовых выходах устанавливается искомая информация, согласующаяся с цифровыми ТТЛ схемами. Регулировку чувствительности можно производить с помощью переменного резистора 100-500 Ом, включаемого между источником сигнала U_вх и аналоговым входом АЦП AI. Для регулировки нуля можно включить переменный резистор 5-50 Ом между входом GA и внешней аналоговой землей.

На рис. 6.16 приведена практическая схема АЦП для цифровой обработки электрокардиосигнала (ЭКС) в кардиомониторе. Тактовые импульсы с частотой квантования f_кв поступают на триггер Шмидта ТШ для повышения крутизны фронтов и запускают формирователь нормализованных импульсов (ФНИ) для квантования аналогового сигнала в АЦП. Цифровые сигналы через буферные инверторы (БИ) передаются на дальнейшую цифровую обработку. Сигнал конец преобразования (КП) формируется аналогично сигналам квантования. Обычно перед подачей на АЦП ЭКС фильтруют, защищая преобразователь от шумов, идущих с частотой выше, чем самая высокочастотная информационная составляющая полезного сигнала.

Рис. 6.16. Схема АЦП кардиомонитора

Для работы с однобайтовыми цифровыми схемами разработан ряд функционально законченных восьмиразрядных АЦП, например, К572ПВЗ, К572ПВ4

АЦП параллельного преобразования имеют самую простую логическую организацию, однако сложность схемы резко возрастает с увеличением разрядности. На рис.6.17,а приведена упрощенная схема АЦП параллельного преобразования.

В этом устройстве компараторы К₁…К_m-1 преобразуют входной сигнал в позиционный код. Каждый из компараторов "отвечает" за свой участок квантования входного напряжения U_вх по уровню. Резистивный делитель задает равномерную сетку квантования по уровню. Приоритетный шифратор Ш, тактируемый внешним сигналом, преобразует позиционный код в параллельный двоичный. Время преобразования такого АЦП определяется лишь задержкой срабатывания компараторов и шифратора и обычно не превышает сотен наносекунд, однако для обеспечения n-разрядного двоичного кода необходимо использовать 2ⁿ-1 компаратор, поэтому более чем 8-ми разрядные АЦП такого типа практически не строят.

Принцип действия АЦП параллельного преобразования рассмотрим на примере. Такой АЦП ставит в соответствие входному напряжению U_вх n-разрядный двоичный код, то есть с выхода АЦП может быть получено m=2ⁿ различных комбинаций, каждая из которых должна соответствовать m-различным поддиапазонам (квантам) входного сигнала. Пусть для примера разрядность цифрового кода n=3, тогда АЦП должен различать 2³=8 поддиапазонов входного сигнала. На один поддиапазон входного напряжения будет приходится U(l)=U_max/2ⁿ=8/8=lB. Пусть входной сигнал изменяется от 0 до 8В. Тогда при равномерных поддиапазонах входной шкалы будет существовать соответствие

Код средний уровень поддиапазон (В)

000 0 0-0,5

001 1 0,5-1,5

010 2 1,5-2,5

011 3 2,5-3,5

100 4 3,5-4,5

101 5 4,5-5,5

110 6 5,5-6,5

111 7 6,5-7,5

Рис. 6.17. Организация и схема подключения АЦП параллельного преобразования

Для этого примера резистивный делитель должен быть подобран так, чтобы в диапазоне входного сигнала 0…0,5В не сработал ни один компаратор, в диапазоне 0.5…1,5В срабатывает первый компаратор, в диапазоне 1,5…2.5В срабатывает второй и т.д.

В общем случае в состав АЦП параллельного преобразования входит делитель опорного напряжения U₀ задающий границы соответствующих m-1 поддиапазонов, и m-1 компаратор, устанавливающий соответствие между U_вх и этими уровнями.

На рис.6.17,б показана схема включения АЦП параллельного преобразования типов К1107ПВ1 и К1107ПВ2. К1107ПВ1 - шестиразрядный, К1107ПВ2 - восьмиразрядный. Поскольку опорное напряжение на этих схемах отрицательное -2В, то входное напряжение тоже должно быть отрицательным в пределах (U_вх=0…-2B). К средней точке делителя АЦП подсоединен корректирующий резистор R_к, свободный вывод которого (АС) может быть соединен с одним из конечных выводов делителя U^–₀ или U⁰_R.

Таким путем в некоторых пределах компенсируется нелинейность преобразователя. Если, например, исходно резисторы нижней половины превышают по своему номиналу (из-за технологического разброса) номиналы верхних резисторов, можно резистор R_K (вывод АС) соединить с нейтральным выводом U⁰_R. Тогда общее сопротивление нижней половины уменьшится, вследствие чего уменьшится по модулю и соответствующее напряжение на делителях. В простейшем варианте включения АЦП вход U^–₀ соединяют с источником опорного напряжения -2В, а вход U⁰_R с аналоговой землей GA. Допускается эти входы соединять с выходами регулирующих усилителей и регулировкой U^–₀ и U⁰_R в пределах ±0,1В корректировать чувствительность и ноль АЦП. Можно выполнять U^–₀ зависимым от U_вх и таким путем получать функциональную зависимость выходного кода от сигнала U_вх. Ток, потребляемый преобразователем от источника входного сигнала, близок к 0,5 мА, а входная емкость превышает 300 пФ, поэтому при большой скорости изменения входного сигнала рекомендуется между источником входного сигнала и входом AI АЦП включать буферный усилитель, обеспечивающий быстрый перезаряд входной емкости.

Работа АЦП синхронизируется тактовыми импульсами, подаваемыми на вход С, частота следования которых не должна превышать 30 МГц. Выходной код АЦП в данный момент времени соответствует входному напряжению, присутствующему на входе АЦП двумя периодами тактовых импульсов ранее. Вид выходного двоичного кода АЦП определяется сигналами на входах V1,V2.

V1 V2 код

0 0 - обратный

0 1 - дополнительный

1 0 -обратный дополнительный

1 1 - прямой

Дискретные сигналы рассчитаны на работу с цифровыми ТТЛ-схемами. Для работы с ЭСЛ-схемами разработан АЦП К1107 ПВЗ со временем преобразования 20 нс.

Интегрирующие АЦП относятся к классу последовательных преобразователей и по своему быстродействию уступают преобразователям последовательного приближения, но они требуют небольшого числа компонентов, изготовляемых с повышенной точностью, имеют высокую помехоустойчивость. У них отсутствует дифференциальная нелинейность и они достаточно дешевы. Эти свойства интегрирующих АЦП определили их широкое применение в практике построения биомедицинских систем, где не требуется высокого быстродействия (от одного до нескольких тысяч измерений в секунду), но где в качестве основных требований выступают требования высокой точности и нечувствительности к помехам.

Интегрирующий АЦП, как правило, состоит из двух преобразователей: преобразователя напряжения или тока в частоту или длительность импульсов, а затем производится преобразование частоты или длительности импульсов в код. Вторая часть преобразования реализуется просто. Если первая часть преобразователя вырабатывает частоту, пропорциональную величине преобразуемого аналогового напряжения U_вх, то переход частоты в код осуществляется подсчетом импульсов счетчиком за фиксированный промежуток времени. Очевидно, что чем больше U_вх, тем выше частота преобразования и, следовательно, тем больше количество импульсов подсчитает счетчик за фиксированное время, а на его выходе сформируется больший по величине двоичный код N. Если первая часть вырабатывает импульс, длительность которого пропорциональна величине входного сигнала U_вх, то задача его преобразования в цифровой код решается тем, что в период существования этого импульса от генератора фиксированной частоты производится заполнение счетчика. Очевидно, что чем больше длительность импульса отражающего величину U_вх, тем больший двоичный код фиксируется на выходе счетчика.

На рис.6.18,а показана структура AЦП, работающего с преобразователем входного напряжения в частоту (схема ПНЧ). Тактируется работа элементов схемы (установка в исходное положение, запуск, синхронизация) устройством управления УУ. Формирователь временных ворот ФВВ формирует импульс фиксированной длительности, разрешающей прохождение импульсов счета ПНЧ через схему И на счетчик СЧ.

Рис. 6.18. Структура ПНЧ и ПНВ преобразователей

На рис.6.18,б показана структура АЦП, работающего с преобразователем напряжения в длительность импульса, иногда эти преобразователи называют широтно-импульсными преобразователями, схемами формирования широтно-импульсных сигналов (ШИС) или схемами преобразования напряжение-время (ПНВ). В этой схеме импульсами с генератора тактовых импульсов ГТИ фиксированной частоты заполняется временной интервал фиксируемый ПНВ. В остальном принцип работы этой схемы аналогичен принципу работы с преобразователем типа ПНЧ. Цифровые и импульсные элементы схемы практически не влияют на точность работы интегрирующих АЦП. Основные их характеристики определяются свойствами применяемых преобразователей ПНЧ и ПНВ. В простейших случаях при построении ПНВ или схем ШИС используют схемы формирователей с одним управляемым параметром, прямое изменение величины которого приводит к изменению длительности генерируемого импульса.

На рис.6.18,в приведена простейшая схема, реализующая развертывающий способ формирования ШИС, и временная диаграмма ее работы. В этой схеме генератор тактовых импульсов управляет работой генератора пилообразного напряжения ГПН и триггера ТГ. Пилообразный сигнал с ГПН сравнивается компаратором К со входным напряжением. В начальный момент времени триггер ТГ установлен в состояние 0 и ГПН выключен. В момент t₁ ГТИ запускает ГПН и устанавливает ТГ в состояние "единица'. Когда U_вх=U_гпн, срабатывает компаратор К, устанавливая триггер в исходное состояние. Чем больше U_вх, тем позже наступает сравнение и тем больше будет величина τ₁=t₂-t₁. Наибольшая погрешность преобразователя формируется из-за нелинейности U_гпн, особенно на начальном участке.

Преобразователи ПНВ- и ПНЧ- типов так же могут строится на основе прямого управления одним параметром функционального преобразователя. Например, на основе управляемых генераторов или мультивибраторов. При построении интегрирующих ПНЧ и ПНВ чаще всего используется принцип двухтактного (двойного) интегрирования. В соответствии с этим принципом в первом такте преобразования производится интегрирование другого входного сигнала обычно противоположного U_вх знака, то есть производится как бы "разыинтегрирование" входного сигнала до выполнения какого-либо условия.

Реализацию принципа двойного интегрирования рассмотрим на примере схемы, приведенной на рис.6.19,a. Одним из основных элементов этой схемы является интегратор ИНТ, ко входу которого с помощью ключа поочередно подключается входной сигнал и опорный сигнал U₀ полярности, противоположной U_вх. Работой АЦП управляет устройство управления УУ, которое путем подсчета тактовых импульсов формирует интервал времени интегрирования входного сигнала - t_и, затем интегрируется опорный сигнал, уменьшающий выходной сигнал интегратора U_и до нуля. Когда U_и=0 срабатывает нуль орган (НО), построенный, например, на компараторе с нулевым уровнем сравнения, который дает УУ сигнал об окончании цикла преобразования. В интервале времени от t_и до срабатывания нуль-органа (НО)_производится заполнение счетчика импульсами от ГТИ. На рис. 6.19,б показаны временные диаграммы работы интегратора U_и1 - для большего напряжения U_вх и U_и2 для меньшей величины U_вх. Из диаграммы видно, что большему значению U_вх соответствует больший интервал времени t_i-t_и.

Рис. 6.19. Преобразователь двойного интегрирования

Если интегратор построен на базе ОУ по схеме рис.6.19,б с постоянной времени интегрирования RC, то определение величины N можно произвести следующим образом. К моменту времени t_i на выходе интегратора будет напряжение

.

При подключении U₀ интегратором формируется сигнал

.

Для момента времени срабатывания компаратора t_i выполняется условие

.

С учетом этого можно найти интервал времени

,

которому соответствует выходной код ,

где a=f_c·t_и - постоянный коэффициент; f_c - частота следования счетных импульсов.

На рис.6.20,а показана структура простейшего ПНЧ, в которой разряд интегратора (разинтегрирование) осуществляется источником постоянного тока -I₀. Ключ 5 управляется компаратором К с гистерезисом (триггером Шмидта). Последний имеет петлю гистерезиса U₁- U₂. Поскольку ключ 5 управляется компаратором с петлей гистерезиса, напряжение интегратора колеблется между U₁ и U_2: (рис.6.20,б). На диаграммах учтено, что интегратор собран по инвертирующей схеме.

Рис. 6.20. Структура ПНЧ двойного интегрирования и диаграмма его работы

Частота следования выходных импульсов компаратора изменяется в зависимости от U_вх, т.к. I₀=const. До момента времени t₁ компаратор в состоянии U_–, ключ S подключен к источнику - I₀ =const, емкость заряжается по линейному закону (интегратор инвертирующий, поэтому U₁ растет). Когда U_и=U₁, (t=t₁), компаратор переключается в состояние U⁺, переключая ключ S к источнику положительного входного напряжения U_вх. Емкость интегратора начинает разряжаться, интегрируя входное напряжение U_вх, которое в общем случае не является постоянным на периоде времени интегрирования. В момент времени t=t₁ справедливо соотношение U_c(t₁)=U_и(t₁)=U₁. Когда U_c(t) достигнет величины U₂ (момент времени t₂) компаратор переключится в состояние U_– , переключив ключ S к источнику тока. На момент времени t₂ за время Δt⁺=t₂- t₁, выходное напряжение интегратора определится как

,

где Е_ср - среднее за время Δt⁺ значение напряжения сигнала.

Когда к интегратору подключается источник тока, на его выходе формируется напряжение

U_и(t)=U₂+(t-t₂)I₀/C,

которое в момент времени t=t₃ достигнет напряжения U₁. Длительность интервала Δt ^– определяется формулой

Δt ^–=t₃-t₂=(U₁-U₂)С/I₀.

Следовательно, период повторения импульсов T определяется вы­ражением T= Δt⁺+ Δt ^–, а соответствующая частота определится как

f = E_срI₀/[C(U₁–U₂)(RI₀ + E_ср)]. (6.1)

Зависимость f(E_cp) является нелинейной, но если обеспечить условие RI₀>>Е_ср, эта нелинейность может быть достаточно малой. При этом

(6.2)

Если U_вх за период интегрирования "держится" достаточно стабильно (E_cp=U_вх), то можно записать, что

Относительная погрешность преобразования, связанная с нелинейностью выражения (6.1), может быть определена как

(6.3)

где и - дифференциальные коэффициенты передачи преобразователя, описываемые соответственно уравнениями (6.1) и (6.2).

В общем случае для метода двухтактного интегрирования суммарное приращение интеграла за цикл интегрирования равно нулю, поэтому можно записать (U₁T₁)/τ = (U₂T₂)/τ = 0, где T₁ и Т₂ - длительность первого и второго тактов интегрирования, U₁ и U₂ - имеющие различную полярность интегрируемые на первом и втором такте напряжения. 'Соотношения длительностей тактов удовлетворяют отношению T₂/T₁= –U₁ /U₂

Различные способы построения ПНВ и ПНЧ могут быть представлены четырьмя большими группами в зависимости от того, как организован цикл двухтактного интегрирования (рис.6.21).

Рис. 6.21. Способы реализации ПНЧ и ПНВ

Первая группа - интегрирующие двухтактные ПНВ с заданной длительностью цикла интегрирования (ПНВ ЗЦ). В таких преобразователях фиксируется суммарная длительность двух тактов T=T₁+T₂. В простейшем случае Т= const, однако, бывают ситуации, когда T подстраивают под сигнал помехи. В ПНВ ЗЦ обычно принимают для первого такта интегрирования T₁ напряжение интегрирования U₁=U_вх-U₀, а для второго такта Т₂ - напряжение интегрирования U₂=U_вх+U₀. В этом случае справедливо соотношение

.

Таким образом, разность длительностей тактов T₁–T₂; изменяется пропорционально измеряемому напряжению U_вх

.

Принцип двухтактного интегрирования с заданной длительностью одного, например первого такта, используется для построения как ПНВ, так и ПНЧ.

В ПНВ с заданным тактом ПНВ ЗТ принимают обычно U₁ = U_вх, U₂= –U₀, тогда

Т₂/T₁ =–U₁/U₂=U_вх/U₀.

По такой схеме реализован преобразователь АЦП, структура которого представлена на рис.6.19,а. В ПНЧ заданным тактом ПНЧ ЗТ выбирают напряжения U₁= U_вх–U₀, U₂=U_вх, откуда можно получить

.

В ПНВ и ПНЧ, реализующих принцип двухтактного интегрирования с заданной амплитудой (ПНВ ЗА и ПНЧ ЗА), первый такт интегрирования заканчивают тогда, когда напряжение на выходе интегратора достигает некоторого заданного уровня, а второй такт, когда это напряжение возвратится в исходное состояние, аналогично тому, как это делалось в схеме ПНЧ рис.6.20,а. Если через U_м - обозначить размах пилообразного напряжения на выходе интегратора, то

, .

В ПНВ ЗА обычно устанавливают

U₁ = U_вх-U₀, U₂=U_вх+U₀,

поэтому характеристика преобразователя в них имеет такой вид

(Т₁-Т₂)Т = U_вх/U₀.

В этом выражении T – величина переменная, зависящая от U_вх , т.е. эти схемы сложнее, чем предыдущие, и поэтому как АЦП они применяются редко, однако они хорошо работают там, где нужно получить широтно-импульсную модуляцию, в устройствах гальванического разделения, в аналоговых ШИМ-АИМ перемножителях. В ПНЧ ЗА чаще всего устанавливают U₁=U_вх, U₂= –U_вх, тогда

.

В ПНЧ с заданным интервалом компенсация осуществляется не за счет компенсирующего импульса длиной Т₂ и величиной U₀, а, например, путем перезаряда конденсатора. Важно, чтобы интеграл входного напряжения компенсировался другим компенсирующим интегралом ∫. В общем случае, если интеграл (площадь) компенсирующего импульса равен ∫, то частота на выходе ПНЧ определяется выражением

При емкостном формировании компенсирующего импульса

,

В качестве примера рассмотрим подробнее схемотехнику интегрирующих преобразователей напряжение-время. На рис.6.22 представлена функциональная схема аналоговой части АЦП КР572ПВ2, работающего с заданным тактом. АЦП содержит буферный повторитель напряжения А1, интегратор на ОУ А2, компаратор A3, узел формирования общего потенциала, включающий в себя ОУ А4, систему аналоговых ключей S1-S11 и цифровую часть (на рис.2.44 не показана. Постоянная времени интегратора определяется внешними элементами R1,C1. Конденсатор С2 используется в цепи коррекции напряжения смещения усилителей Al, A2, A3. На конденсаторе С3 запоминается опорное напряжение U₀. Резистор R2 и конденсатор С4 определяют частоту встроенного тактового генератора. На входе АЦП может быть установлен фильтр нижних частот R3, С5, сглаживающий пульсации входного сигнала. Этот АЦП имеет дифференциальные входы для преобразуемого (U_вх) и опорного (U₀) напряжений. Это значит, что на результат преобразования оказывает влияние разность напряжений между входными зажимами (выводы 31 и 30) и между зажимами U₀ (выводы 36 и 35). Синфазные же напряжения, существующие на этих зажимах, практически не влияют на работу ПНВ. Отсчет синфазных напряжений ведется относительно общего потенциала, присутствующего на выводе 32(СОМ). Этот потенциал задается стабилитроном VD1 и делителем R4, R5, на уровне, примерно 2,8В, более низком, чем положительное напряжение питания U⁺_п1. Повторитель, выполненный на ОУ А4, имеет различную нагрузочную способность для втекающего и вытекающего тока примерно 20мА и 10мКА соответственно. Это даёт возможность, при желании, присоединить вывод общего потенциала к земле и таким путем устанавливать этот потенциал равным нулю.

Рис. 6.21. Структура АЦП КР572ПВ2

Разность напряжений между выводами U⁺_п1 и СOМ может в принципе использоваться в качестве опорного напряжения АЦП. Температурный коэффициент этой разности примерно равен 10^-4К. Однако при работе АЦП на световой индикатор рассеиваемая в микросхеме мощность зависит от числа светящихся сегментов индикатора, это вызывает значительные изменения температуры кристалла и, следовательно, непостоянство разности потенциалов между U⁺_п1, и СОМ. Двум основным тактам интегрирования в данном АЦП предшествует такт автокоррекции (нулевой такт). Обозначения ключей на рис.6.21 снабжены вторыми индексами, обозначающими номера тактов, в которых эти ключи замкнуты. При автокоррекцни замыкаются ключи S3-S6, S11. При этом входы буферного усилителя и интегратора присоединяются к общему потенциалу, а выход компаратора A3 соединяется с инвертирующим входом интегратора А2. Усилители А2 и A3 оказываются охваченными единичной обратной связью, вследствие чего их суммарный коэффициент усиления становится равным единице. На обкладке конденсатора С2, подключенной к контакту 29 микросхемы, устанавливается напряжение, равное сумме напряжений смещения усилителя А2 и приведенного напряжения смещения A3. На противоположной обкладке этого конденсатора будет присутствовать напряжение смещения усилителя А1. Таким образом, на конденсаторе С2 на этапе автокоррекции запоминается напряжение ошибки, обусловленное напряжением смещения всех трех ОУ А1…АЗ. В последующих двух тактах интегрирования ключ S11 размыкается и запомненное на С2 напряжение вычитается из выходного сигнала ОУ А2, Такое схемное решение позволяет уменьшить суммарное напряжение смещения АЦП до значения, не превышающего 10 мкВ. В такте автокоррекции осуществляется также заряд конденсатора СЗ опорным напряжением U₀.

В первом такте преобразования замыкаются ключи SI, S2 и производится интегрирование входного напряжения U_вх в течении 1000 периодов тактовых импульсов. По окончании первого такта по сигналу на выходе компаратора A3 устройство управления, входящее в цифровую часть, оценивает знак напряжения U_вх. Если U_вх>0, то сигналы на выходе интегратора и компаратора будут отрицательными, если же U_вх<0, то положительными. В зависимости от знака U_вх замыкаются ключи S8, S9 (если U_вх >0) или S7, S10 (если U_вх<0) и, кроме того, замыкается ключ S6. Таким образом на втором такте интегрируется напряжение U₀, снимаемое с конденсатора СЗ. причём полярность этого напряжения противоположна полярности входного напряжении. Длительность второго такта определяется временем, в течение которого напряжение на выходе интегратора уменьшается по модулю до нуля, что будет зафиксировано срабатыванием компаратора A3. Эта длительность, измеренная числом тактовых импульсов, может изменяться от 0 до 2000, и именно это число представляет собой результат преобразования АЦП. Для этого преобразователя справедливо соотношение

,

где N - выходной код АЦП; f_Т - частота тактовых импульсов; N₁ - число тактовых импульсов, определяющих длительность первого такта интегрирования.

Тактовые импульсы в АЦП вырабатываются путем деления на 4 частоты колебаний, получаемых с выхода встроенного тактового генератора (f_Т==f_г/4). Частота этого генератора определяется соотношением f_г ≈0,45/(R₂С₄). Рекомендуемый диапазон частот f_г =40÷200кГц. В АЦП предусмотрена кварцевая стабилизация частоты f_г. В этом случае вместо элементов С4, R2 используется кварцевый резонатор, включаемый между выводами 39, 40. Допускается использование внешнего, задающего тактовую частоту, генератора. Тактовые импульсы с внешнего генератора подаются на вывод 40 (выводы 38 и 39 остаются свободными). Целесообразно устанавливать такое значение f_г, при котором длительность первого такта кратна периоду сетевого напряжения (20 мс). В этом случае АЦП нечувствителен к сетевой помехе, наложенной на полезный сигнал. Диапазон входного напряжения АЦП от –2U₀ до +2U₀. Знаки "+" и "–" у входных зажимов АЦП (U_вх и U₀) показывают неинвертирующий и инвертирующий входы. Если полярность U_вх совпадает с этими знаками, то результат преобразования будет положительным. В противном случае - отрицательным. Рекомендуемые значения U₀ - 1В или 0,1В. В первом случае диапазон входных сигналов ±1,999 В, а во втором ±0,199 В.

Входы АЦП для U_вх и для U₀ - дифференциальные. Напряжение на любом из входных 4-х зажимов должно находится в пределах от U^–_п2 до U⁺_п1. Если возможно, рекомендуется низкопотенциальные зажимы входов U_вх и U₀ соединять с общим потенциалом (вывод СОМ).

Для системного использования предназначен АЦП типа ПНВ ЗТ, КР1108ПП2. Эта схема выполнена по тому же принципу, что и микросхема КР572ПВ2. Отличие заключается в том, что его входы не дифференциальные. Структура аналоговой части такого АЦП приведена на рис.6.23. Входной усилитель может использоваться как в режиме повторителя, так и в режиме усилителя. Компаратор A3 сравнивает выходное напряжение интегратора с пороговым напряжением U_п. Резистивный трехполюсник R2, R3 обеспечивает согласование компаратора с цифровой частью. Этот 16-ти разрядный АЦП работает с двухполярным входным напряжением и имеет развитую интерфейсную часть. Она может обеспечивать побайтную выдачу информации на системную шину, осуществлять выдачу информации через синхронный приемо-передатчик, может работать в комплекте с различными микропроцессорами.

Рис. 6.21. Структура АЦП КР1108ПП2

Рассмотрим подробнее схемотехнику интегрирующих преобразователей типа напряжение - частота.

Отечественной промышленностью выпускается ПНЧ с заданным тактом (ПНЧ ЗТ) типа КР 1108 ПП1. Упрощённая функциональная схема этого ПНЧ показана на рис.6.24. ПНЧ включает в себя усилитель А1, два компаратора А2, A3, RS-триггер, два источника стабильных токов I1, I2, два аналоговых переключателя SI, S2, источник опорного напряжения U₀, логическую схему И и выходной транзистор VT1. Дополнительные элементы R1, C1 вместе с А1 образуют интегратор, компараторы А2, A3 с элементами S2, С2, I и триггером образуют одновибратор.

Рис. 6.23. Структура АЦП типа КР1108ПП1

Работает ПНЧ следующим образом. Под действием положительного входного сигнала U_вх напряжение на выходе интегратора уменьшается. Триггер T в начальный период времени находится в состоянии "нуль", ключи SI, S2 в состоянии, показанном на рисунке. Ток I₁ нагружает А1, не влияя на его выходное напряжение. Ток I₂ через ключ S2 идет на землю. Когда напряжение на выходе А1 уменьшится до нуля, срабатывает компаратор А2, переводя триггер T в единицу, запуская тем самым одновибратор, При этом ключ S2 размыкается и под влиянием тока I₂ начинает уменьшаться напряжение на конденсаторе С2. Когда это напряжение достигнет величины U₀ срабатывает компаратор A3 и триггер вновь возвращается в"нуль". Пока триггер находился в состоянии "единица", ток I₁ поступал на вход интегратора, вследствие чего напряжение на выходе 2 снова возросло. Далее процесс повторяется под воздействием U_вх. Длительность импульса одновибратора, определяющего длительность такта Т₁, в течении которого интегрируется ток I₁ находится как T₁ = U₀C2/I₂.

Импульсы тока I₁ уравновешиваются током, вызываемым входным напряжением U_вх.Условие уравновешивания можно определить соотношением

,

откуда

.

В схеме I₁ = I₂ ≈ 0,8мА, U₀ ≈ –7B.

Из последнего выражения следует, что стабильность характеристик ПНЧ зависит от стабильности внешних элементов Rl, C1 и внутренних параметров U₀, I₁ и I₂.

ПНЧ КР1108ПП1 содержит выходной каскад с открытым коллектором, напряжение питания которого подбирается из условия сопряжения с последующими каскадами. Элемент И позволяет управлять работой выходного каскада, блокируя его. Это позволяет, например, объединить выходы нескольких ПНЧ одной сигнальной линией. Для преобразования отрицательных напряжений U_вх можно подать на неинвертирующий вход усилителя А1, а вход резистора R1- заземлить, однако при этом погрешность преобразования может возрасти в 1,5-2 раза.

Микросхему КР1108 ПП1 можно использовать как преобразователь частота-напряжение (ПЧН). В этом варианте импульсы входной частоты подаются на запуск входящего в микросхему одновибратора, а выходное напряжение получают пропорциально среднему току I₁, поступающему на вход усилителя А1. Схема включения ПЧН показана на рис.6.25. Для согласования входа компаратора А2 с выходом цифровых ТТЛ-схем на инвертирующий вход компаратора А2 может быть подано напряжение смещения элементами R2, VD1, VD2.

Рис. 6.24. ПЧН на микросхеме КР1108ПП1

Для получения хорошей линейности преобразования рекомендуется скважность выбирать не менее 4-х. Выходное напряжение ПЧН собранного по схеме рис 6.25, определяется выражением

U_вых=f_вхU₀C2R1I₁/I₂

Сглаживание пульсаций этого напряжения производится конденсатором С1.