Найбільше значення струму i2 у вторинному контурі , яке називають “ максимум – максиморум” ,досягається при деякому критичному значенні взаємної індуктивності Мкр , що визначається за формулою

М_кр= R_втр1R_втр2/ω₀.

Коефіцієнт зв’язку при М_кр теж називається критичним і позначається k_кр. Якщо опір , що вноситься , менше вносимого при резонансі , (або k<k_кр) , зв'язок називають слабким , якщо вносимий опір більше опору, що вноситься при резонансі (або k>k_кр) – зв'язок називають сильним.

Підставивши в формулу для визначення k значення М_кр , отримаємо k_звкр= 1/Q₁Q₂.

Якщо параметри контурів однакові k_кр=1/Q₁.

Складний резонанс. В цьому режимі , який отримують регулюванням коефіцієнта зв’язку при розлагоджених первинному і вторинному контурах , також можна досягти граничного максимума амплітуди струму у вторинному контурі , але коефіцієнт зв’язку повинен бути більше критичного.

Складний резонанс отримують в тому випадку , якщо реактивний опір первинного контура стає рівним і протилежним за знаком реактивному опору ,що вноситься з вторинного контура в первинний:

Х₁ + Х_вн=0 , Х_вх=0 . k>k_кр

Граничний максимум коефіцієнта передачі К зв’язаних однакових контурів отримується при критичному зв’язку при повному резонансі К_mm =Q/2 (рис.3). При сильному зв’язку резонансний коефіцієнт передачі К_о2 менше Q/2 , але на АЧХ з’являються два максимуми (складний резонанс) ,що відповідають гранично можливому коефіцієнту передачі К_mm (рис. 3). При слабкому зв’язку

між контурами характеристика теж має лише один максимум К_о1 ,який менше К_mm.

28

Два максимуми на АЧХ з’являються в зв’язку з різним характером реактивного опору первинного контура Х₁ і вносимого в первинний контур реактивного опору Х_вн (рис.4). На двох частотах f₁<f₀ і f₂>f₀ ці опори компенсують один одного Х₁= - Х_вн і вносимий активний опір стає рівним активному опору втрат первинного контура, тому у вторинний контур поступає максимальна потужність і в ньому проходить гранично можливий струм I_mm2 .

На частоті резонансу f₀ Х₁=Х_вн=0 , але вносимий активний опір на резонансній частоті R_вн0 >R_втр1, тому умова передачі максимальної потужності не виконується і струм у вторинному контурі не досягає максимума.

Максимуми АЧХ відповідають частотам , які називають частотами зв’язку і визначають

f₁=f₀/ (1+k ) ,

f₂=f₀/ (1-k).

Чим більший зв'язок між контурами, тим менший коефіцієнт передачі на частоті f₀ (крива 2 рис.5). Це пояснюється ростом активного опору. Збільшення зв’язку приводить до зміщення частот , на яких розташовані максимуми АЧХ (див. формули для частот f₁ і f₂ ).

На відміну від одиночного контура смуга пропускання зв’язаних контурів залежить не тільки від резонансної частоти і добротності, а й від коефіцієнта зв’язку. Збільшення коефіцієнта зв’язку приводить до розширення смуги пропускання (рис.2,рис.6). Максимально можлива смуга пропускання зв’язаних контурів в 3,1 рази більша, ніж одиночного з такою ж добротністю. Отже, можна отримати таку ж смугу пропускання, як у одиночного контура при добротності в 3 рази більшій. Тому зв’язані контури мають кращі селективні властивості в порівнянні з одиночними контурами.

К

-а а

Рисунок 3 Рисунок 4

Крива 1 відповідає k_зв1 . Крива 2 відповідає k_зв2

Рисунок 5 Рисунок 6

29

Реактивні фільтри типу «k»

Електричні частотні фільтри- це чотириполюсники, які пропускають без помітного ослаблення коливання певних частот, що утворюють смугу пропускання (прозорості), і подавляють коливання інших частот, що утворюють смугу затримки (непрозорості).

В реактивних фільтрах (рис.3(а),рис.4(а),рис.5(а)) в ланках використовуються конденсатори і котушки індуктивності.

В найпростіших реактивних фільтрах опори ланок Z1 і Z2 (рис.1) підбирають так, щоб їх добуток на будь-якій частоті був постійним

Z1· Z2=const. (1)

Цього можна добитись, якщо ланки фільтра мають реактивні опори різних знаків

Z1=iωL, Z2= 1/iωC. (2)

Тоді

Z1· Z2=iωL ·1/iωC= L/C= k². (3)

Такі схеми називають фільтрами типу «k».

0,5Z1 0,5Z1

U_вх Z2 U_вих

Рисунок 1- Т-подібна схема фільтра

Електричний фільтр, як і будь-який чотириполюсник, характеризується комплексним вхідним опором Z_вх і коефіцієнтом передачі напруги К

К= U_вих/ U_вх. (4)

Крім цих параметрів для аналізу електричних фільтрів вводять поняття про характеристичний (хвильовий) опір Z₀ та постійну передачі

Г= α + іВ, (5)

де α - затухання фільтра;

В - постійна фази.

Постійна передачі показує зміну амплітуд і початкових фаз коливань, що проходять через фільтр.

Затухання визначає міру зменшення амплітуди напруги на виході в порівнянні з вхідною.

Постійна фази В враховує зміну початкової фази напруги на навантаженні фільтра по відношенню до початкової фази напруги на вході фільтра.

Вхідний опір фільтра Z_вх складається з активної і реактивної складової.

В ідеальному фільтрі в смузі прозорості вхідний опір всіх ланок однаковий, має активний характер і рівний опору навантаження

30

Z_вх=R_н. (6)

В смузі непрозорості вхідний опір чисто реактивний

Z_вх =іX_вх. (7)

Такий фільтр, всі ланки якого мають в смузі пропускання однаковий вхідний опір, рівний опору навантаження, називається узгодженим, а вхідний опір його називають характеристичним або хвильовим опором і позначають Z₀. Отже,умова узгодження фільтра

Z₀ =Z_вх=R_н. (8)

Але, незважаючи на рівність хвильового опору і опору навантаження, їх природа різна.

Хвильовий опір Z₀ активний з точки зору того, що в реактивних елементах ланок ( L і C) накопичена рівна кількість енергії електричного і магнітного полів (завдяки чому можлива передача електромагнітної енергії від однієї ланки до другої в смузі пропускання). Опір навантаження R_н активний, тому що це параметр навантаження, яке є резистором чи еквівалентне йому, і тому поглинає енергію хвилі , що проходить через весь фільтр до навантаження.

Реальний фільтр не має нульового затухання в смузі прозорості і безкінечного в смузі затримки. Це пояснюється наступними причинами:

1. не існує чисто реактивних опорів. Реальні котушки індуктивності і конденсатори мають хоч і незначні, але більші за нуль втрати;

2. повне узгодження фільтра з навантаженням можна забезпечити лише на фіксованих частотах.

Тому в реальних фільтрах АЧХ відрізняється від ідеальної (рис.2).

Опір навантаження R_н за звичай вибирають з умови повного узгодження фільтра на нульовій частоті (ω=0)

R_н = √ L/C. (9)

Зі збільшенням частоти узгодження порушується, збільшується індуктивний опір і зменшується ємнісний. Крім того, втрати в котушках і конденсаторах впливають все сильніше. Тому затухання реального контура завжди більше за нуль.

α α

смуга смуга смуга смуга

пропускання затримки пропускання затримки

ω_зр ω

ω_зр ω

а) б)

Рисунок 2- Ідеальна (а) і реальна (б) АЧХ ФНЧ

31

Класифікація електричних фільтрів.

1 Фільтри з активними елементами (транзисторами, лампами) називаються активними фільтрами, фільтри з іншими елементами – пасивними.

2 По взаємному розташуванню смуг затримки і пропускання (або непрозорості і прозорості) на шкалі частот - фільтри нижніх частот (ФНЧ) зі смугою пропускання ω=0… ω_зр (рис.2), фільтри верхніх частот (ФВЧ) зі смугою пропускання ω= ω_зр…∞, смугові пропускаючі фільтри (СФ) зі смугою пропускання ω=ω_зр1… ω_зр2, смугові затримуючі фільтри (ЗФ) зі смугою затримки ω=ω_зр1… ω_зр2.

3 По взаємному розташуванню двополюсників в ланках: Г – подібні, П – подібні, Т – подібні.

Г – подібний фільтр має найменше число елементів (два), а Т – подібні і П – подібні еквівалентні двом Г – подібним фільтрам.

Г – подібні фільтри несиметричні , а інші симетричні.

4 По характеру елементів, що утворюють ланки фільтра: реактивні фільтри (складаються з елементів L ,C), резистивно – ємнісні (складаються з елементів R,C), п’єзоелектричні (на кварцових пластинах), магнітострикційні (на стержнях з феромагнітного матеріалу) .

5 По додатковим ознакам розрізняють фільтри типу «k» і фільтри типу «m».

0,5Z1 0,5Z1 0,5Z1

Z2 2Z2

а) б)

Z1 Рисунок 3 – Види фільтрів

а) Т – подібний фільтр,

б) Г – подібний фільтр,

в) П – подібний фільтр.

в ) 2Z2 2Z2

Реактивні фільтри нижніх частот типу k.

K

а) б)

Рисунок 4

а) схема Т- подібного ФНЧ на елементах L,C; б) АЧХ реального ФНЧ

32

Опори ланок даного фільтра визначаються

Z1 = iωL₁, Z2=1/iωC₁. (10)

Х арактеристичний опір визначається

Z_0т=√Z1Z2 + 0,25Z1²= √L₁/C₁ – ω²L₁²/4. (11)

Д ля П – подібної схеми (рисунок 3в))

Z_0п=√Z1Z2/(1+Z1/4Z2)=√L₁/C₁/(1 – 0,25 ω²L₁C₁). (12)

П ри ω=0 Z_0т= Z_0п=√L₁/C₁. На частоті зрізу ω_зр= 2/√L₁C₁ (13)

Z_0т=0, Z_0п → ∞

Від ω=0 до частоти зрізу характеристичний опір має активний характер. При подальшому збільшенні частоти характеристичний опір стає уявним, тобто має реактивний характер (Z_0т індуктивного характеру, Z_0п – ємнісного).

О пір навантаження вибирають з умови узгодження з ним фільтра на частоті ω = 0, тобто R_н=√L₁/C₁.

Реактивні фільтри верхніх частот типу k.

K

а) б)

Рисунок 5

Х арактеристичний опір Т – подібної схеми

Z_0т=√Z1Z2 + 0,25Z1²= √(L/C)·(1 – 1/4 ω²LC). (14)

Для П – подібної схеми

Z_0п=√Z1Z2/(1+Z1/4Z2)=√L/C(1 - 1/4 ω²LC). (15)

На низьких частотах до частоти зрізу опори мають реактивний характер, а в смузі пропускання – активний (рисунок 6б)).

Ч астота зрізу визначається ω_зр=1/(2√LC ). (16)

При цій частоті кожна півланка фільтра є коливальним контуром з власною частотою, рівною частоті зрізу.

Х арактеристичний опір Т – подібного фільтра дорівнює нулю на частоті зрізу (рис.6б)), П – подібного прямує в безкінечність. Зі збільшенням частоти ці опори прямують до однакової величини Z_0т= Z_0п=√L/C.

О пір навантаження вибирають з умови узгодження з ним фільтра на частоті ω → ∞, тобто R_н=√L/C.

Z_0т , Z_0п Z_0т , Z_0п

√L/C √L/C

а ) ω_зр ω б) ω_зр ω

Рисунок 6

33

Фільтри зосередженої селективності.

Такі фільтри застосовуються в тих каскадах радіоприймачів, радіопередавачів і радіовимірювальних приладів, де необхідно отримати вузьку смугу пропускання при високій стабільності цієї смуги і високих селективності (прямокутній частотній характеристиці) і стабільності фільтра.

Основними видами ФЗС є: 1)ланцюг з високодобротних контурів, між якими встановлений зовнішньоємнісний зв’язок; крайні контури є напівланцюгами, навантаженими на резистори, узгоджені з ФЗС; 2) електромеханічний фільтр; 3) п’єзоелектричний фільтр.

ФЗС на зв’язаних контурах.

В деяких випадках прямокутність АЧХ двоконтурних ланцюгів буває недостатньою для необхідного подавлення коливань, що лежать поза смугою пропускання. В таких випадках застосовують декілька ( три - п’ять) зв’язаних контурів. Вид зв’язку між контурами може бути будь – яким, але найчастіше застосовується зовнішньоємнісний. На рисунку1 показана схема триконтурного ФЗС та його АЧХ. Для того, щоб отримати таку характеристику, необхідно підібрати параметри фільтра, в тому числі і його добротність, яка повинна бути достатньо високою (100…300).

При збільшенні числа контурів в фільтрі можна добитись більшої прямокутності АЧХ, але необхідно враховувати, що чим більше контурів, тим менший коефіцієнт передачі.

В високоякісних ФЗС використовуються п’єзоелектричні і магнітострикційні резонатори.

Рисунок 1 – Схема а) і АЧХ б) ФЗС на зв’язаних контурах

П’єзоелектричні ФЗС.

П’єзоелектричний (кварцовий) резонатор представляє собою пластинку, вирізану певним чином з кристалу природного чи штучного кварцу. На поверхню пластини нанесені електроди для включення її в електричний ланцюг. Якщо якимось чином деформувати пластину, на електродах з’являються електричні заряди ( прямий п’єзоефект). Якщо до пластини підвести змінний струм, то вона буде здійснювати механічні коливання (зворотній п’єзоефект).

Кварцова пластинка, як пружне тіло має резонансну частоту, яка залежить від товщини пластинки d і визначається формулою

f₀[МГц]=(1,6…3,6)d [мм].

34

Значення числового коефіцієнта в цій формулі визначається типом зрізу кварцової пластини.

Якщо частота прикладеної до пластини напруги дорівнює резонансній частоті пластини, тоді механічні коливання особливо інтенсивні. П’єзоелектричний струм максимальний і співпадає по фазі з прикладеною напругою, тобто кварцова пластина еквівалентна активному опору R.

При відхиленні частоти прикладеної напруги від резонансної механічні коливання і струм різко зменшуються (рис.2). В області частот нижче резонансної струм випереджає напругу по фазі, і пластина еквівалентна ланцюгу СR, а при частоті вище резонансної – навпаки, струм відстає по фазі від напруги, і пластина еквівалентна ланцюгу LR. Такі властивості має ,як відомо, послідовний коливальний контур. Параметри цього контура , що називаються динамічними, незвичайні: індуктивність L_кв досягає декількох тисяч генрі, а ємність С_кв не перевищує сотих долей пікофаради, а активний опір R_кв може бути від десятків до тисяч Ом. Тому добротність контура , еквівалентного кварцовому фільтру, дуже значна Q= 10⁴…10⁶.

Крім динамічних параметрів L_кв , С_кв , R_кв еквівалентна схема кварцового фільтра (рис.2 в)) включає статичну ємність п’єзоелемента і кварцетримача С₀, що має значення від одиниць до десятків пікофарад.

Ч астота резонансу послідовного контура

f₀ = 1/ (2π√ L_кв С_кв )

Частота резонансу паралельного контура f_0екв трохи більша і визначається ємністю С_{екв =} С₀С_кв/(С₀+С_кв).

При частотах, що близькі і особливо менші резонансної частоти струм у ланцюзі з С₀ настільки малий, що властивості схеми практично визначаються послідовним контуром L_кв С_кв R_кв . Це пояснюється тим, що , коли частота прикладеної напруги збільшується і проходить через значення резонансної , реактивна складова вхідного опору проходить через нуль, змінюючи свій характер з ємнісного на індуктивний(рис.2 г)). В області більш високих частот уже впливає струм ємності С₀ і при частоті паралельного резонансу f_0екв реактивна складова вхідного опору знову стає рівною нулю, але характер цього опору змінюється з індуктивного на ємнісний, як в будь – якому паралельному контурі.

Ширина смуги прозорості кварцового фільтра дорівнює різниці частот паралельного і послідовного резонансів f_0екв - f₀ . Оскільки ці частоти дуже близькі, то смуга прозорості кварцового резонатора дуже вузька, а висока добротність забезпечує високу стабільність цієї смуги.

Для ФЗС часто застосовуються схеми, що включають декілька кварцових резонаторів. При цьому вдається отримати більш широку смугу пропускання (одиниці кілогерц).

Переваги цих фільтрів: широкий діапазон робочих частот (до 20МГц і вище), можливість отримання майже прямокутних характеристик затухання, висока стабільність цих характеристик. До недоліків можна віднести невисоку механічну міцність, відносно високу ціну , важкість обробки кварцових пластин.

35

Рисунок 2 Рисунок 3

Магнітострикційні (електромеханічні) ФЗС.

Складаються з вхідного і вихідного електромеханічних перетворювачів П_вх і П_вих , механічних резонаторів МР і зв’язок, що їх з’єднують.

Принцип дії фільтра в перетворенні електричних коливань в механічні, фільтрації механічних коливань і зворотньому перетворенні їх в електричні.

Робота електромеханічних перетворювачів базується на ефекті магнітострикції. Прямий ефект магнітострикції полягає в тому, що , якщо феромагнітний стержень помістити в змінне магнітне поле, його довжина буде періодично змінюватись. Якщо механічно діяти на стержень, буде змінюватись його магнітна проникність, тобто з’явиться зворотній ефект магнітострикції.

Електромеханічний перетворювач складається з котушки індуктивності, всередині якої знаходиться сердечник з нікелю. І постійних магнітів, що створюють початкову намагніченість сердечника. Під дією зовнішнього магнітного поля , яке створюється вхідним струмом, довжина сердечника періодично змінюється, тобто виникають механічні коливання.

Ці коливання передаються механічним резонаторам, що представляють собою ланцюг металевих пластинок, дисків чи шариків, з’єднаних між собою нікелевими стержнями – зв’язками. Кожний резонатор еквівалентний коливальному контуру, а зв’язка – ємності зв’язку між контурами. Останній резонатор збуджує коливання в сердечнику котушки вихідного електромеханічного перетворювача. При цьому завдяки зворотньому ефекту магнітострикції в обмотці котушки наводиться ЕРС вихідного сигналу. Характеристика затухання зображена на рис.3б. Прямокутність характеристики можна отримати досить високою. Смуга пропускання фільтра зазвичай декілька кілогерц.

Перевагами магнітострикційних фільтрів є : малі розміри і вага, висока стабільність характеристик, стійкість до ударних навантажень.

До недоліків можна віднести складність виготовлення і регулювання, відносно високу ціну, обмеженість частотного діапазону декількома одиницями мегагерц. 36

Симетричний вібратор. Розподілення струму і напруги вздовж вібратора. Діаграма направленості півхвильового вібратора.

Симетричний вібратор складається з двох однакових провідників, між якими включається лінія, що з’єднує вібратор з генератором (передавачем) чи приймачем. Симетричний вібратор застосовується для роботи на хвилях, коротших за 100 м. Він може працювати як самостійна антена або входити в складні антени.

Симетричний вібратор відрізняється від елементарного електричного вібратора тим, що амплітуди струмів розподілені по довжині вібратора нерівномірно. Симетричний вібратор можна розглядати як розгорнуту дводротову лінію, розімкнуту в кінці ( рисунок 1), але лінія служить лише для каналізації електромагнітних хвиль , а вібратор випромінює електромагнітні хвилі.

При розгортанні лінії струми провідності на розгорнутих ділянках дротів – в плечах вібратора мають однаковий напрям і створюють випромінювання. При віддаленні від початку (А,А”) до кінця вібратора (В,В”) струми провідності зменшуються до нуля і переходять в струми зміщення.

При розгортанні лінії в симетричний вібратор симетрія зберігається, але змінюються погонні параметри лінії.

Симетричний вібратор розімкнутий, отже струм в кінці вібратора рівний нулю I_к=0.

Розподілення струму і напруги вздовж вібратора має вид

U_x =U_n ·cos kx, (1)

I_x = i·(U_n/ W) ·sin kx, (2)

I_x=I_n ·sin kx, (3)

де U_x,I_x – напруга і струм в точках вібратора, розташованих на відстані х від його кінців;

U_n, I_n- пучності напруги і струму (рисунок 2);

W - хвильовий опір,

W= √ L_n/C_n, (4)

де L_n і C_n – погонні ( на 1 м довжини ) індуктивність і ємність лінії (вібратора),

k - хвильове число,

k= 2π/ λ , (5)

де λ - довжина хвилі .

Для побудови графіка розподілення (епюри) амплітуд струму і

напруги вздовж антени її розміри виражають в одиницях електричної

довжини (радіанах) або долях довжини хвилі.

Електричною довжиною хвилі називають добуток довжини лінії чи антени на хвильове число

kℓ=2π ℓ / λ . (6)

Електрична довжина виражається в градусах, якщо вона є аргументом тригонометричних функцій, в інших випадках – в радіанах.

37

Побудову графіка розподілення амплітуд струму і напруги зручно починати з кінця антени (вібратора) , де струм нульовий, а напруга має пучність. Напрям струмів в плечах вібратора співпадає .

При побудові розподілення напруг необхідно враховувати, що плечі вібратора мають заряди протилежних знаків.

На рисунку 2 показано розподілення струму і напруги вздовж симетричної лінії без втрат, розімкнутої в кінці.

Півхвильовий вібратор.

Вібратор, повна довжина якого

2ℓ =0,5 λ , (7)

називається півхвильовим.

Довжина плеча півхвильового вібратора

ℓ = 0,25 λ . (8)

Електрична довжина

kℓ =0,5π. (9)

Розподілення струму (суцільна лінія) і напруги (пунктирна ) вздовж півхвильового вібратора показано на рисунку 3, б).

Діаграма направленості в межах першої чверті має основну пелюстку з максимумом при φ=0. Напрям нульового прийому (передачі) співпадає з віссю вібратора φ=±90⁰. Діаграма симетрична відносно напрямку φ=0 і повторюється в інших чвертях (рисунок 4,а). ДН в прямокутних координатах зображена на рисунку 4,б).

Рисунок 1

Рисунок 2

38

а) б)

Рисунок 4

а)

б)

Рисунок 3

Магнітна антена. Діаграма направленості (спрямованості), особливості конструкції, застосування.

Магнітні антени є різновидом рамкових антен. Для збільшення діючої довжини рамок малих розмірів застосовують магнітодіелектричні осердя. Ефективна магнітна проникність осердя µ_е визначається магнітодіелектриком, з якого виготовлено це осердя, технологією його виготовлення і геометричними розмірами осердя.

В паспорті магнітодіелектрика вказується його відносна магнітна проникність при відсутності розсіювання магнітного потоку, тобто для осердя в вигляді тороїда. В осерді певної кінцевої довжини частина магнітного потоку розсіюється і тим більше, чим коротше осердя.

Для круглого осердя залежність ефективної магнітної проникності від відношення довжини осердя до його діаметра приведена на рисунку1.

Зі збільшенням частоти і магнітної проникності збільшуються втрати в магнітодіелектрику. Тому в діапазонах ДХ і СХ застосовують осердя з магнітною проникністю µ_е=400-600. В діапазоні коротких хвиль використовують осердя з µ_е≈100, на УКХ – з µ_е не більше 10.

Магнітна проникність матеріалу осердя також зменшується за рахунок розмагнічувальної дії полюсів, що стає сильнішою при збільшенні поперечного перерізу осердя і зменшенні його довжини. Тому осердя магнітних антен виготовляють довгими і малого діаметра (ℓ/d»1).

Рамки з осердям часто називають феритовими антенами. Їх монтують в радіоприймачах таким чином, щоб осердя з намоткою можна було повертати навколо вертикальної осі, і так як рамкова антена має направленість в горизонтальній площині (діаграма направленості має форму вісімки (рисунок 2)), то для підсилення сигналу і подавлення перешкод крім частотної селективності використовується ще й кутова, що дуже важливо.

39

Рисунок 1

Р исунок 2

а) б)

Рисунок 3

1-феритове осердя; 2- резиновий амортизатор;

3-скоба; 4-стійка кріплення до шасі приймача

40

Феритова антена (рисунок 3, а)) працює як елемент вхідного контуру приймача. Цей контур включає в себе вхідний опір рамки індуктивного характеру і конденсатор настройки (рисунок 3,б)). Обмотка L1, L2 слугує індуктивною котушкою вхідного контуру L1, L2, C. Цей контур з добротністю Q налагоджується в резонанс на несучу частоту приймальної станції. Введення осердя в рамкову антену і поява резонансу у вхідному контурі дають виграш в амплітуді ЕРС сигналу в µ_е · Q раз. В такій же мірі збільшується і діюча довжина антени h_д, оскільки

h_д= N kSµ_еф Q, (1)

де N - кількість витків котушки;

k- хвильове число ( k=2π/λ);

S- площа осердя;

µ_еф- відносна ефективна магнітна проникність осердя (рисунок 1).

Добротність антенного контуру вибирають , виходячи з величини необхідної смуги пропускання, і обмежуються на частотах 150-1600 кГц величиною Q=15-50.

Діюча висота антени

h_д=( 2π·S·N·µ_еф ·m· p) / λ, (2)

де N − кількість витків котушки , N=53 витки;

λ – робоча довжина хвилі , м;

S − площа осердя;

µ_еф − відносна ефективна магнітна проникність осердя (рисунок 1);

m,p− коефіцієнти.

Коефіцієнт р знаходиться по графіку (рисунок 5).

Коефіцієнт m знаходиться по формулі

m = 1 – 0,3а/ℓ, (3)

де а - довжина котушки;

ℓ - довжина осердя.

Рисунок 5

41

Затухання вхідного контуру

d = 2∆f_0,7 / f₀, (4)

де 2∆f_0,7 – смуга пропускання контуру;

f₀ – резонансна частота.

Добротність вхідного контуру

Q = 1 / d. (5)

Селективність вхідного контуру на резонансній частоті

К/К₀ = 1. (6)

Селективність на інших частотах

К/К₀ = 1 / √ (1+а²), (7)

де а – узагальнене розлагодження.

а = 2Q∆f / f₀. (8)

Антена типу «хвильовий канал».

Конструкція антени приведена на рисунку 1. Ця антена, що називається також директорною, складається з активного півхвильового вібратора (1), з’єднаного з передавачем чи приймачем, і ряду пасивних вібраторів (2-5). Всі вони розташовані в одній площині. Вібратор 2 , який ще називають рефлектором, знаходиться по одну сторону, а вібратори 3,4,5…, що називаються ще директорами, - по іншу сторону від активного вібратора. Вся ця система забезпечує направлене випромінювання від рефлектора до директорів.

Пасивні вібратори прикріплюють до стріли без ізоляторів, навіть якщо стріла металева, тому що вона симетрична відносно плечей вібраторів і не впливає на процеси випромінювання і прийому електромагнітних хвиль. Активний вібратор кріплять в точці його нульового потенціалу таким же способом.

Директорну антену можна розглядати як лінійну решітку симетричних вібраторів. Віссю решітки слугує стріла. На ній розташовані фазові центри всіх вібраторів. Поле, в якому знаходяться пасивні вібратори, складне: воно складається з полів випромінювання і індукції. Ці поля до того ж ускладнюються взаємодією активного і пасивного вібраторів. Одностороння направленість досягається тим, що хвиля, яка рухається від рефлектора до директорів, підсилюється власними полями вібраторів. Тому поля за рефлекторами настільки слабкі, що в застосуванні в антені більш ніж одного рефлектора немає необхідності.

Найбільший ефект отримують , якщо фазова швидкість передачі струму від одного вібратора до іншого трохи менша швидкості світла.

Зі збільшенням відстані між вібраторами напруга, що наводиться в пасивному вібраторі при незмінному струмі активного вібратора, зменшується і в більшій мірі відстає по фазі від струму в активному вібраторі.

42

Рефлектор повинен мати реактивний опір індуктивного характеру, а директор – ємнісного. Для цього при налагодженому в резонанс пів хвильовому вібраторі рефлектор повинен бути трохи довшим, а директор – коротшим половини довжини хвилі.

Так як кожний додатковий вібратор антени змінює характер її поля, то оптимальні розміри антени з декількома директорами приведені на рисунку 1.

Рисунок 1 - Конструкція антени типу «хвильовий канал»

а) б)

Рисунок 2 – ДН вібратора і антени в площинах: Н – а),Е – б)

Переваги антен типу «хвильовий канал» полягають в простоті схеми живлення і конструкції та малих габаритах. До недоліків слід віднести важкість підбору розмірів вібраторів і відстані між ними.

43

Основні параметри антен

Передавальна антена – пристрій, що випромінює електромагнітну енергію в заданому напрямку.

Приймальна антена – пристрій, що приймає електромагнітну енергію з заданих напрямків.

Будь – яка антена може як передавати, так і приймати електромагнітну енергію.

Параметри антен в обох режимах одинакові, але інколи мають інший фізичний зміст.

Приймальні антени працюють з електромагнітним полем малої напруженості, а в передавальних антенах струми і напруги можуть досягати значних величин.

Тому конструкції приймальних і передавальних антен можуть суттєво відрізнятись.

Спрямовані властивості передавальної антени дозволяють збільшити інтенсивність випромінювання в заданому напрямку, збільшити напруженість поля корисного сигналу в місці прийому при заданій потужності випромінювання. Спрямовані властивості приймальної антени дозволяють зменшити напругу перешкод.