Цепи согласования и смещения

Согласующие цепи (СЦ) аналоговых СВЧ-микросхем, в частности линейных СВЧ-усилителей, выполняются либо на сосредоточен­ных элементах, либо на лилиях с распределенными параметрами. На относительно низких частотах (до 4 ГГц) меньшие габариты ГИС достигаются при использовании СЦ на сосредоточенных эле­ментах, изготовляемых фотолитографическим способом. На часто­тах выше 4 ГГц предпочтительнее использовать СЦ с распределен­ными параметрами на МПЛ.

В ГИС линейных СВЧ-усилителей на частотах до 4 ГГц приме­няются в основном Г- или Т-образные СЦ на сосредоточенных эле­ментах (рис.1.6), на частотах выше 4ГГц - Г-образные СЦ в микрополосковом исполнении (рис.1.7)

Pис.1.6 Согласующие цепи на сосредоточенных

элементах: а - Г-образная, б - Т-образная

Использование более сложных структур (например, полосно-избирательннх фильтров) не всегда оправдано из-за повышения потерь и увеличения площади, занимаемой СЦ на подложке ГИС.

При разработке ГИС усилителей для уменьшения габаритов устройства целесообразно объединять СЦ с цепями подачи напря­жений смещения на транзисторы. Технология изготовления ГИС по­зволяет во многих случаях создавать на подложке микросхемы все необходимые для подачи напряжений смещения элементы, включая фильтры питания. Исключение составляют емкости и дроссели с большими номинальными значениями, которые выносят за пределы ГИС.

Рис.1.7. Г-образные согласующие цепи на отрезках МПЛ со шлейфом: а - разомкнутым, б – замкнутым

Кроме того, вне ГИС размещают резисторы, рассеивающие достаточно большие мощности, так как в противном случае ухудшается тепловой режим ГИС. Последнее относится обычно к СВЧ-усилителям повышенной мощности.

На рис1.8 дан пример совмещения Г-образной СЦ с цепью подачи смещения на сток транзистора. На этом рисунке индук­тивности L1 и L2 образуют СЦ на сосредоточенных элементах, а индуктивность L3 и емкость CI служат фильтром в цепи подачи постоянного напряжения Ес на сток транзистора. Постоянная составляющая тока истока за­мыкается через транзистор, ин­дуктивности L1, L2 ,L3 и через цепь питания. Конденсатор C1 заземляет нижний вывод индук­тивности L2 по переменной со­ставляющей тока транзистора.

Индуктивность L3 препятствует прохождению переменной составляющей тока транзистора в цепь питания. На рис.1.9 приведена СЦ на МПЛ, совме­щенная с цепью подачи смещения на базу БТ. СЦ состоит не от­резка П1 длины λ/4 (четвертьволнового трансформатора) и шлейфа П2, нижний конец которого по переменной составляющей тока замкнут на землю через конденсатор С2.

Рис.1.8. Схемы совмещенные цепей согласования и фильтра для пода­чи смещения на сток ПТШ:

а - принципиальная, б - топологическая

Рис.1.9. Схемы согласующей цепи, совмещенной с цепью подачи смещения на базу БТ:

а - принципиальная, б - топологическая

Отрезок П1 трансформирует активную составляющую входной проводимости транзистора VT к значению, равному выходной проводимости источника сигна­ла (на волновой проводимости подводящей МПЛ). Это достигает­ся подбором волновой проводимости (волнового сопротивления) данного отреза МПЛ.Шлейф П2 компенсирует реактивную состав­ляющую входной проводимости транзистора VT . Для этого его длина и волновое сопротивление выбираются такими, чтобы вход­ная проводимость шлейфа оказалась равной (с противоположным знаком) реактивной составляющей входной проводимости VT . Конденсатор C1 является разделяющим, конденсатор С3 заземляет эмиттер VT по переменной составляющей тока, резисторы R1 , R2 и RЗ обеспечивают режим транзистора VT по постоянному току. На рис.1.10 изображены СЦ на отрезках П1, П2 и цепь подачи смещения на сток полевого транзистора VT . СЦ состоит из четвертьволнового трансформатора на отрезке П1 и разомкнутого на конце шлейфа П2. Смещение на сток транзистора VT подается через фильтр R1C1 и отрезок линии ПЗ. Отрезок линии ПЗ по переменной составляющей тока замкнут на землю через конденсатор С1 и имеет длину λ/4.

Рис.1.10. Схемы согласующей цепи, совмещенной с цепью подачи смешения на сток ПТШ:

а - принципиальная, б – топологическая

Благодаря этому цепь смещения не нарушает работу транзистора VT по переменной составляющей то­ка, так как входная проводимость отрезка ПЗ по этой составля­ющей равна нулю. На рис. 1.8,1.9, 1.10 приведены также фрагменты топологических схем, дающие представление о технической реализации СЦ и цепей смещения в ГИС. Для примера на рис 1.10,б изо­бражена настраиваемая СЦ, у которой длина разомкнутого шлейфа П2 может изменяться путем подключения дополнительных секций МПЛ.

Расчет согласующей цепи на МПЛ.

Рассмотрим Г-образную СЦ на отрезках длинных линий, обес­печивающую согласование произвольной нагрузки Zh с активным сопротивлением Rо (рис.1.11). Такая согласующая цепь в составе балансного усилителя

(см, рис.1.3, 1.4) обеспечивает сопряженное согласование транзистора с направленным ответвителем. В этом случае Zн- входное или выходное сопротивление транзи­стора, Ro - характеристическое сопротивление направленного ответвителя. Обозначим через Rт волновое сопротивление отрезка линии длиной lт и через Rш волновое сопротивление шлейфа дли­ной lш. Шлейф для конкретности полагаем разомкнутым на конце.

Для удобства расчета СЦ заменим все сопротивления на рис 1.11 соответствующими проводимостями: Yо=1/Ro; Yн=1/Rн ; Yт=1/Rт; Yш=1/Rш.

Рис 1.11 Согласующая цепь с разомкнутым шлейфом

СЦ обеспе­чивает сопряженное согласова­ние: а) если при подключении к зажимам 1-1 проводимости Yо выходная проводимость на зажи­мах 2-2 Y2=Yн ; б) при под­ключении к зажимам 2-2 прово­димости Yн входная проводимость на зажимах 1-1 Y1=Yо. Найдем значения Yт, Yш, iт и iш, при которых будут одновременно выполняться два этих условия.

Из теории длинных линий известно, что отрезок линии длиной l c волновой проводимостью Y трансформирует

п роводимость Y к п роводимости

формулы (1.11) после подстановки Y=0 и Y=Yш находим проводимость разомкнутого шлейфа:

Где ш=2lш/ш, ш- длина волны в шлейфе.

П роводимость Y2 складывается из проводимостей Yшр и проводимости Y2, равной трансформированной отрезком lт проводимости Yо. Подставляя в формулу (1.11) Y=Yо и Y=Yт, находим

где т=2lт/т, т-длина волны в отрезке линии.

Т аким образом, проводимость

Проводимость Y1 равна трансформированной отрезком линии проводимости Yн+Yшр, так как подключенная к зажимам 2-2 проводимость складывается из проводимости шлейфа Yшр и проводимости нагрузки Yн. Подставляя в формулу (1.11) Y=Yн+Yшр и Y=Yт, получаем

С огласно выражениям (1.13) и (1.14) условия согласования а) и б) принимают вид

Р ассматриваемая СЦ обеспечивает согласование в наиболее широкой полосе частот, если на отрезок линии lт возлагается только функция трансформации активных составляющих проводимостей. Это достигается при т=/2. При данном значении т система уравнений (1.15) преобразуется к виду

Замечено, что ReYшр=0, получаем системы уравнений (1.16)

Р авенство (1.17) определяет волновое сопротивление отрезка линии

а условие т= - его длину lт=т/4 . Из равенства (1.18) с учетом выражения (1.12) находим уравнение для шлейфа

Данное уравнение при фиксированном значении Y_ш задает длину шлейфа l_шр.

При J_mY_н<0 длина шлейфа

При J_mY_н 0

Аналогично рассчитывается СЦ с замкнутым шлейфом. Длина замкнутого шлейфа

Полученные ранее соотношения справедливы, строго говоря, для линии без потерь. В балансных усилителях потери в МПЛ невелики, поэтому точность расчета СЦ по формулам (1.19), (1.20), (1.21) и (1.22) оказывается достаточной для практики. Потери в МПЛ учитывают после

о пределения lт и lш, вводя ослабление сигнала в СЦ. Ослабление [дБ]

где _ст=_сl_т, _сш=_сl_ш, с- суммарные погонные потери в МПЛ. Схема алгоритма расчета СЦ приведена на рис. 1. 12. Блок 2 задает значения сопротивлений Zн ; Rо и Rш и значение частоты f сигнала. Волновое сопротивление шлейфа Rш полагается обычно равным волновому сопротивлению подводящих МПЛ, т.е. 50 Ом. Блок 3 вычисляет волновое сопротивление Rт отрезка линии lт по формуле (1.19). Блок 4 задает относительную диэ­лектрическую проницаемость  материала подложки, толщину t металлической полоски, тангенс угла потерь материала подложки tg, объемную проводимость  материала полоски. Значения , tg и  даны в табл. 1.2 и 1.3. Толщина t=(2...5)с, где с- толщина скин-слоя, приведенная в табл. 1.3. Блок 5 задает значение толщины h подложки МПЛ. Значение h выбирается из ряда стандартных значений: 0,25; 0,5; 0,75; 1; 1,5 мм.

Блок 6 вычисляет критическую частоту fкр МПЛ по формуле (1.7). Блок 7 проверяет условие ffкp. Если условие не выполняется, то вводится новое уменьшенное значение h, и расчет повторяется. Если условие выполнено, то осуществляется выход из цикла.

Б лок 8 вычисляет начальные значения (w_ш/h)_нач, (w_т/h)_нач по формуле

при подстановке R=R_ш и R=R_т. Затем блок 8 уточняет значения w_ш/h и w_т/h путем решения уравнений:

Р ис.1.12 Схема алгоритма расчёта СЦ

при (w/h)_нач1

при (w/h)_нач1

Эти уравнения получены из соотношений (1.1), (1.2) и (1.3). Уточнение значений w_ш/h и w_т/h производится до тех пор, пока не будет достигнута 1%-я точность для волновых сопротивлений R_т и R_ш.

Блок 9 вычисляет по формуле (1.1) эффективные диэлектри­ческие проницаемости _шэф и _тэф шлейфа и отрезка линии по уточненным значениям w_ш/h и w_т/h . Кроме того, блок 9 вычисляет по формуле (1.6) длины волн _т и _ш в отрезке линии и шлейфе. Блок 10 вычисляет по формулам (1.5) уточненные значения w_ш и w_т ширины полоски у шлейфа и отрезка линии.

В блоке 11 проверяется выполнение ограничений, наклады­ваемых на ширину w полоски МПЛ. Если 5 мкм min{w_ш;w_т}/8 , то совершается переход к блоку 12. В противном случае изменя­ется толщина h подложки и расчет повторяется.

Блок 12 определяет длину отрезка линии l_т=_т/4, длину l_шр разомкнутого шлейфа по формуле (1.20) или (1.21) и длину l_шз замкнутого шлейфа по формуле (1.22). Кроме того, в блоке 12 вычисляются угловые размеры отрезков линии: _т=/4; шр=2l_шр/_ш; _шз=l_шз/_ш.

Блок 13 вычисляет по формулам (1.8)... (1. 10) и (1.23) ослабление сигнала в СЦ с разомкнутым ( L_р ) и замкнутым ( L_з) шлейфом.

Блок 14 выводит на экран дисплея рассчитанные параметры СЦ: R_т; w_т; w_ш;l_т; l_шр; l_шз, h; L_р;L_з;_т;_шр;_шз.

Направленные ответвители

Рис.1.13 Направленный ответвитель

С помощью НО производят ответвление части мощности из основного канала 1-2 в дополнительный 3-4 (рис.1.13). Между каналами имеется связь, осуществляемая различными способами. Передача мощности в НО связана с условием полного согласования его плеч. НО согласован, если все плечи нагружены на сопротивления, равные его характеристическому сопротивлению Rно. При идеальном согласовании НО в одно из плеч дополнительного канала мощность не поступает, в двух других плечах мощность выделяется в соответствии с выбранной связью между каналами. Идеальное согласование возмож­но только на фиксированной частоте. Поэтому в реальных НО, работающих в определенной полосе частот, полное согласование не достигается, и в теоретически развязанное плечо поступает не­которая часть мощности.

НО характеризуются следующими параметрами: коэффициентом рабочего затухания L12=10lg(P1/P2), дБ; коэффициентом пере­ходного ослабления (связью) L₁₃=10lg(P1/P3),дБ;

коэффициентом развязки L₁₄=10lg(P1/P4), дБ; коэффициентом направленности L₃₄=10lg(P3/P4), дБ; коэффициентом деления мощности L₂₃=10lg(P2/P3)=L₁₃-L₁₂, дБ; коэффициентом стоячей волны; шириной ∆f рабочей полосы пропускания, в которой неравномер­ность связи ∆L₁₃ или направленности ∆L₃₄ не превышают заданного значения, и средней частотой f рабочей полосы. Выбор коэффициентов L₁₂ и L₁₃ определяется назначением НО. Практически достижимые значения L₁₂ и L₁₃ не превышают 20 дБ. В линейных СВЧ-усилителях широко используются трехдецибельные НО, у которых коэффициент деления мощности L₂₃ = 0 дБ. В таких НО входная мощность делится пополам между выходами 2 и 3. Трёхдецибельные НО имеют в относительной полосе частот (∆f/f)100=(1…2)% коэффициент развязки L₁₄=20...30дБ.

В радиоприёмных устройствах СВЧ обычно применяются НО с распределенной электромагнитной связью (рис.1.14а) и со связью шлейфного типа (см.рис.1.14б), выполненные на отрезках МПЛ. Параметры НО с распределенной электромагнитной связью зависят

Рис.1.14.Топологические схемы НО: а- с электромагнитной связью, б - со связью шлейфного типа

от ширины s области связи, параметры НО со связью шлейфного типа - от волновых сопротивлений Rт отрезка линии и Rш шлейфа. В НО с распределенной связью мощности в основном и дополнительном каналах распространяются в противоположных на­правлениях, в НО со шлейфной связью – в одном направлении. Кро­ме того, у НО со шлейфной связью сигналы на выходах 2 и 3 сдвинуты по фазе на угол /2 .

Возможность получения сдвинутых на угол /2 напряжений, наличие двух развязанных выходов, а также определенные конструктивные преимущества обусловили широкое применение НО со шлейфной связью в радиоприемных устройствах. На шлейфных НО выполняют балансные СВЧ-усилители, балансные смесители делители и сумматоры мощности и другие устройства.

В зависимости от числа шлейфов НО со связью шлейфного типа подразделяют на двух-, трех и n-шлейфные ответвители (рис.1.15).

Рис.1.15. Эквивалентная схема многошлейфного НО

Минимальное число шлейфов равно 2. С ростом числа шлейфов полоса пропускания НО расширяется до 10-15% от средней частоты, а частотная характеристика приближается по форме к прямоугольной. На практике обычно используются двух- реже трехшлейфные НО, так как с ростом числа шлейфов возрас­тают активные потери в ответвителе. Шлейфные НО применяют для получения сильной связи ( L₂₃<10дБ), так как при слабой связи полоски шлейфов имеют слишком малую ширину, что затруд­няет техническую реализацию НО.

Расчёт шлейфного НО.

Для удобства расчёта вводят нормированные волновые проводимости

Yтi=Rно/Rтi; Yшi=Rно/Rшi, i=1….n (1.24)

где Rно-характеристическое сопротивление НО;

Rтi-волновое сопротивление i-го отрезка между шлейфами; Rшi-волно­вое сопротивление i -го шлейфа.

Нормированные волновые проводимости двухшлейфного НО вы­числяются по формулам

(1.25)

(1.26)

где L₁₃-заданное значение коэффициента переходного ослабления. В частности, для трехдецибельного НО

( L₁₃ =3 дБ)

Y_ш1=Y_ш2=1, (1.27)

Нормированные волновые проводимости трехдецибельного трёхшлейфного НО

Yш1=Yш3=0.414, , (1.28)

Потери в МПЛ реальных НО увеличивают КСВН, уменьшают развязку L₁₄, приводят к активным потерям L=10lg(P1/(P2+P3)) но не меняют коэффициента деления мощности L23. Влияние по­терь на параметры двухшлейфного НО рассчитывается по формулам:

(1.29)

(1.30)

Lно=10lg(1+αш+αт) (1.31)

где αш,αт - полные потери соответственно в шлейфе и отрезке линии, Lно - ослабление сигнала в НО.

Коэффициент направленности L₃₄ двухшлейфного HО на граничных частотах рабочей полосы

L₃₄=20lg|sin(π/2(f/fгр-1))| (1.32)

где fгр=f+0.5Δf или fгр=f-0.5Δf, Δf- рабочая полоса частот.

Схема алгоритма расчета трехдецибельного двухшлейфного НО приведена на рис.1.16. Блок 2 задает характеристическое сопротивление Rно направленного ответвителя, частоту сигнала f. Обычно принимают Rно равным волновому сопротивлению подво­дящих МПЛ, т.е. полагают Rно=50Ом. Блок 3 вычисляет вол­новые сопротивления отрезка линии Rт и шлейфов Rш.

Рис.1.16 Схема алгоритма расчёта НО

У трехдецибельного НО согласно выражениям (1.27) , Rш=Rно. Блоки с 4-го по 12-й выполняют те же операции, что и соответствующие по номерам блоки алгоритма расчета СЦ, схема которого изображена на рис.1.13. Блок 13 с учетом потерь в МПЛ вычисляет КСВН по формуле (1.29), коэффициент развязки L14 по формуле (1.30) и ослабление Lно по фор­муле (1.31). В этих формулах полные потери αт в отрезке и αш в шлейфе равны: α_т= α_сl_т, α_ш= α_сl_ш, где αс- суммарные погонные потери соответственно в отрезке МПЛ и в шлейфе, вычисляемые по формулам (1.8)...(1.10). Блок 14 выводит на экран дисплея рассчитанные параметры НО: Rно, Rт, Rш, lш,lш , т, ш, КСВН, L₁₄, Lно.