8.2. Режимы работы усилительных каскадов

В усилительных каскадах при отсутствии входного сигнала во входной и выходной цепях устанавливаются определенные значения постоянных токов и напряжений,– такой режим работы каскада называют статическим (режимом по постоянному току, режимом покоя). Значения постоянных составляющих токов и напряжений определяются напряжением источников питания и сопротивлением нагрузок во входной и выходной цепях активного элемента. Рабочая точка выбирается исходя из требуемого режима работы усилительного каскада.

Режим класса А. Рабочая точка на выходной характеристике задается напряжением U_КА (рис. 8.7).

Рис. 8.7

Входной сигнал полностью помещается на квазилинейном участке входной характеристики, а значение тока покоя I_б0 располагается на середине этого участка (рис. 8.8).

Рис. 8.8

Режим класса А характеризуется работой транзистора на почти линейных участках своих ВАХ. В связи с этим нелинейные искажения сигнала минимальны (К_г  1 %), однако КПД составляет величину менее 50 %.

Режим класса В. Ток через транзистор протекает только в течение половины периода входного сигнала. Рабочая точка на ВАХ выбирается так, что ток покоя равен нулю (рис. 8.9). При этом входной ток имеет форму однополярного импульса с углом отсечки 90°.

Угол отсечки – половина части периода, выраженная в радианах или градусах, в течение которой транзистор открыт и через него протекает ток.

Рис. 8.9

Для усиления другой полуволны входного сигнала используют еще один каскад (усилитель называется двухтактным). Режим класса В характеризуется большими нелинейными искажениями сигнала (К_г  10 %), вследствие работы на нелинейных начальных участках ВАХ транзистора, а КПД лежит в пределах (7075 %).

Режим класса АВ. Используется для уменьшения нелинейных искажений. В режиме покоя транзистор приоткрыт, и через него протекает ток, равный 515 % максимального тока при заданном входном сигнале (рис. 8.10). Угол отсечки достигает 120150°.

Рис. 8.10

В режиме класса АВ в двухтактном каскаде происходит перекрытие положительной и отрицательной полуволн тока плеч двухтактного каскада. Коэффициент нелинейных искажений уменьшается (К_г  3 %), а КПД достигает 55…65 %.

8.3. Способы обеспечения режима

по постоянному току каскадов на биполярных транзисторах

Существует несколько способов задания режима по постоянному току.

Схема с фиксированным током базы. Режим по постоянному току задается с помощью резисторов R_б, R_к и источника питания U_ип (рис. 8.11).

Рис. 8.11

Уравнение по второму закону Кирхгофа для входной цепи имеет вид

U_ИП =I_б0R_б+U_бэ0 , (8.28)

где U_бэ0  (0,30,6) В (эмиттерный переход открыт), т.е. U_бэ0 << U_ип, поэтому ток в цепи базы I_б0  U_ип/R_б не зависит от параметров транзистора, а определяется параметрами входной цепи. Для выходной цепи уравнение по второму закону Кирхгофа имеет вид

U_ИП =I_К0R_К+U_К0. (8.29)

С учетом того, что I_к0  h_21Э I_б0 видно, что внешние элементы, задавая ток покоя базы I_б0, тем самым определяют ток покоя коллектора I_к0.

Величина резистора в цепи базы

R _б = (U_ИП – U_бэ0) / I_б0 . (8.30)

Данная схема имеет очень низкую температурную и режимную стабильность рабочей точки. Коэффициент стабилизации режима m = rэ/R_б имеет очень малую величину.

Эта схема чувствительна к изменениям обратного тока коллектора I_к.обр. и коэффициента передачи по току.

Схема с фиксированным напряжением база-эмиттер. В этой схеме (рис. 8.12) режим покоя обеспечивается фиксированным напряжением на базе U_бэ0 транзистора с помощью источника питания и делителя,состоящего из резисторов R₁ и R₂, сопротивление которых определяется из выражений

; , (8.31)

где .

Тогда напряжение на базе транзистора , т.е. не зависит от параметров транзистора, а определяется только внешней цепью.

Недостатком рассмотренных схем задания рабочей точки является сильное влияние изменения температуры, параметров транзистора, напряжения питания на положение рабочей точки. При увеличении температуры обратный ток насыщения эмиттерного перехода I_эб0 и ток покоя базы I_б0 изменяются практически одинаково, что приводит к увеличению I_к0, а точка покоя перемещается в сторону режима насыщения. Использование в данных схемах транзисторов с параметрами, отличными от принятых при расчете, также приводит к сильному изменению рабочей точки. Коэффициент стабильности режима m = rэ/(R1//R2).

Для температурной стабилизации рабочей точки транзисторов усилительных каскадов используют обратные связи по постоянному току или напряжению.

Схема с коллекторной стабилизацией. На рис. 8.13 представлена схема с коллекторной стабилизацией, в которой резистор R_б подключается к коллектору транзистора с напряжением U_кэ0, тогда

. (8.32)

При повышении температуры коллекторный ток должен увеличиваться, следовательно, коллекторное напряжение U_кэ0 уменьшается, а значит уменьшается ток базы I_б0, что должно привести к уменьшению коллекторного тока I_к0, т.е. рабочая точка стремится вернуться в исходное положение. Коэффициент стабильности режима m = R_К/R_б. Для его улучшения необходимо увеличивать значение резистора R_К и, следовательно, напряжение питания, что не всегда возможно.

Схема с эмиттерной стабилизацией. Наиболее эффективной является схема с эмиттерной стабилизацией рабочей точки (рис. 8.14). Повышение температуры должно увеличить ток I_к0, что приведет к увеличению эмиттерного тока I_э0 = I_к0 + I_б0 и увеличению падения напряжения на резисторе R_э. Поскольку потенциал база транзистора U_б0 = U_R2 зафиксирован делителем напряжения R₁, R₂, то напряжение между базой и эмиттером U_бэ0 уменьшится:

, (8.33)

что приведет к уменьшению I_б0, а значит, ток коллектора I_к0 практически не изменится. Величина резистора R_Э = 0,05…0,2R_К.

Наличие резистора R_э – резистора обратной связи – при отсутствии конденсатора C_э не только стабилизирует рабочую точку, но и изменяет работу каскада по переменному току. Для схемы изменяющийся входной сигнал также является дестабилизирующим фактором. Переменная составляющая эмиттерного тока I_э~ создает на резисторе R_э падение напряжения, которое уменьшает переменное напряжение U_бэ~ :

,

что приводит к уменьшению коэффициента усиления каскада. Для сохранения коэффициента передачи по переменному сигналу резистор R_Э шунтируется конденсатором C_Э большой емкости рис. 8.14.

Коэффициент стабилизации режима

m = ( R_э+r_э) / (R₁//R₂) = (R_э+r_э) / R_б. (8.34)

В этой схеме можно обеспечить практически любые требуемые значения m. Путем уменьшения R₁ и R₂ эквивалентное сопротивление в цепи базы R_б = R₁‌‌R₂ можно сделать достаточно малым. Однако если делитель низкоомный, то он потребляет от источника питания большую мощность и снижает входное сопротив­ление каскадов с ОЭ и ОК. То и другое нежелательно. Поэтому для увеличения коэффициента m надо в первую очередь увеличи­вать R_э, насколько позволяет U_ип, что дает возможность при том же m сделать более высокоомным базовый делитель. К тому же увеличение R_б и R_э уменьшает влияние изменений напряже­ния U_бэ.

В случае если R_э = 0, то m = r_э/R₁+r_э/R₂. Здесь увеличить m можно лишь уменьшением сопротивлений R₁ и R₂, т. е. ценой ухудшения экономичности питания делителя и ста­бильности относительно U_бэ. Такую схемy применяют только в оконечных каскадах усиления мощности, где наличие резистора Rэ заметно снижает КПД и поэтому нежелательно. Однако даже там обычно применяют резистор R_э, хотя и очень низкоомный.

Схема комбинированной стабилизации. Она сочетает две отрицательные ОС по постоянному току — последовательную и параллельную (рис. 8.15.), которые создаются резисторами R₃ и R₄ соответственно. Вклад резистора R₄ в стабилизацию тока коллектора меньше, чем резистора R₃, так как изменение напряжения на R₃ действует целиком во входной цепи транзистора, а изменение напряжения на R₄ ослабляется делителем R₁, R₂. Поэтому резистор R₄ не ставится специально для стабилизации, а обычно является резистором развязывающего фильтра или коллекторной нагрузки R_к.

Чтобы найти коэффициент стабилизации m, перейдем к ранее принятой упрощенной обобщенной схеме смещения. Для этого треугольник R₁, R₂, R₄ (рис.8.15 а ) преобразуем в звезду R'_э, R_б, R'_к (рис.8.15, б), причем достаточно найти сопротивления лишь двух ветвей: R_c = R₂ R₁ / (R₁ + R₂ + R₄), R'_э = R₂ + +R₄ /(R₁ + R₂ + R₄).

Полное эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера R_э = R₃ + R'э. Тогда коэффициент стабилизации m = R_э/R_б = R₃/ R₁ + R₃/ R₂ + R₄/ R₁ + R₃R_4:: : R₁R₂. Отсюда видно, что вклад от сопротивления R₄ в коэффициент m меньше, чем от R₃, так как R₃ < R₁. Поэтому при упрощенном расчете схемы можно не учитывать стабилизирующее действие сопротивления R₄, особенно когда оно мало (является сопротивлением резистора развязывающего фильтра). Тогда расчет сводится к расчету схемы эмиттерной стабилизации. Надо только вместо Е_П использовать U_к  Е_п ─ I_к R₄.

а б в

Рис. 8.15

Схемы с термокомпенсацией. В оконечных каскадах усиления мощности включение в цепь эмиттера токостабилизирующего резистоpa заметно снижает КПД. Поэтому в них иногда используют схемы компенсации температурной нестабильности рабочей точки при помощи терморезистора. На рис. 8.15, в показана схема термокомпенсации двухтактно­го каскада. Терморезистор R_t включен в нижнее плечо базового делителя смещения и имеет отрицательный температурный коэф­фициент сопротивления TKR. При повышении температуры его сопротивление уменьшается, что уменьшает напряжение смещения, подаваемого на 6aзы, и уменьшает ток транзистора. В качестве терморезисторов с отрицательным TKR можно использовать диоды, смещенные в прямом или обратном направлении. Однако в каскадах с большим уровнем усиливаемого колебания диоды заметно увеличивают нелинейные искажения. Диодную стабилизацию токов коллекторов широко применяют в интегральных микросхемах как самую доступную.

В схемах с термокомпенсацией возможно не только уменьшение температурной нестабильности, но также ее полная компенсация и даже перекомпенсация. Однако метод термокомпенсации уменьшает или устраняет только те изменения тока коллектора, которые вызваны изменением температуры. Поэтому, а также из-за необходимости индивидуальной подгонки резисторов, схемы с термокомпенсацией в каскадах на дискретных элементах применяют сравнительно редко.