Книги / Основы силовой электроники Учебник

Кроме того, они еще заметно зависят от степени близости частоты выходного напряжения преобразователя от частоты напряжения питающей сети.

Внешние характеристики. Разрывной характер входного тока рассматриваемого непосредственного преобразователя частоты требует, как уже отмечалось, наличия входного LC-фильтра, как и в регуляторах переменного напряжения с ШИР (см. раздел 3.4.2). В этом случае при идеальных вентилях преобразователя частоты его внешняя характеристика будет определяться внешней характеристикой входного LC-фильтра. Ее расчет был сделан и получено уравнение (3.4.8). Входящие в это уравнение параметры Rвх, Lвх должны быть определены для преобразователя частоты по той же методике.

4.3.НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

СКОЭФФИЦИЕНТОМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

ПО НАПРЯЖЕНИЮ БОЛЬШЕ ЕДИНИЦЫ (ПОВЫШАЮЩИЕ ЦИКЛОКОНВЕРТОРЫ)

Концепция получения управляемого коэффициента преобразования по напряжению больше единицы в циклоконверторах аналогична рассмотренной в разделе 3.3.5 концепции повышения коэффициента преобразования в регуляторах переменного напряжения. Функционально повышающе-понижающий циклоконвертор является специфическим объединением непосредственного преобразователя частоты на вентилях с полным управлением с циклическим методом формирования кривой выходного напряжения (см. раздел 4.2) и повы- шающе-понижающего регулятора переменного напряжения. Схема такого циклоконвертора трехфазного напряжения в однофазное по нулевой схеме показана на рис. 4.3.1. Ключи К1-К3 работают в режиме ключей непосредственного преобразователя частоты с циклическим управлением и широтно-импуль- сным регулированием. На рис. 4.3.2 показаны импульсы управления этими ключами под временными диаграммами входных напряжений и тока одной из фаз.

K1

Рис. 4.3.1

140

Здесь же ниже показаны импульсы управления ключом К4, как бы дополняющие по длительности импульсы ключей К1-К3 до такта Тт. На последней диаграмме приведена форма тока накопительного дросселя L и напряжения на накопительном конденсаторе С.

Таким образом, энергия тока накопительного дросселя L циклоконвертора передается «порциями» через ключ К4 в накопительный конденсатор С, обеспечивая при определенных сочетаниях параметров повышение выходного напряжения по сравнению с входным, как в повышающе-понижающем регуляторе переменного напряжения.

Входной ток трехфазно-однофазного циклоконвертора, как видно из временной диаграммы, не только является импульсным, но и содержит субгармонику, порождаемую низкой частотой выходного тока. Но эта субгармоника во входном токе может быть исключена в трехфазно-трехфазном повышающепонижающем циклоконверторе, получаемом при объединении трех трехфаз- но-однофазных циклоконверторов, изображенных на рис. 4.3.1. Схема такого преобразователя представлена на рис. 4.3.3. Ключи циклоконвертора К1-К3 в каждой фазе рис. 4.3.1 выполнены по схеме рис. 3.4.3,в, а ключи К4 – встречно-параллельным соединением транзисторов и диодов, с использованием свойства связности трехфазной нагрузки без нулевого провода. Для получения синусоидального тока в питающей сети из импульсного входного тока циклоконвертора включен входной LC-фильтр.

K1

K2

K3

K4

iL uC

Рис. 4.3.2

141

ZB

ZC

Рис. 4.3.3

Подобным же образом можно получить повышающе-понижающий циклоконвертор на основе объединения циклоконвертора с циклическим управлением и повышающе-понижающего регулятора переменного напряжения на базе схемы Кука (см. рис. 3.5.3). Но если в этом регуляторе переменного напряжения его входной ток непрерывен, то в образуемом на его основе повы- шающе-понижающем циклоконверторе, показанном на рис. 4.3.4, входной ток станет импульсным, так как непрерывный входной ток регулятора будет «роздан» ключами циклоконвертора по фазам входного напряжения в виде импульсных токов. Значит, и в этом случае потребуется входной LC-фильтр для обеспечения синусоидального тока в фазах источника питания.

Тем не менее можно построить повышающе-понижающий циклоконвертор в интеграции с регулятором на базе схемы Кука, если накопительный дроссель L в схеме рис. 4.3.4 расщепить на три и вынести в фазы входного напряжения, при этом сам циклоконвертор выполнить не по нулевой, а по

142

5. ВЕНТИЛЬНЫЕ КОМПЕНСАТОРЫ НЕАКТИВНЫХ СОСТАВЛЯЮЩИХ ПОЛНОЙ МОЩНОСТИ

Все классические схемы преобразования переменного напряжения, т.е. выпрямители, регуляторы переменного напряжения, непосредственные преобразователи частоты, имеют, как было показано выше, несинусоидальный входной ток, сдвинутый по фазе в сторону отставания от напряжения сети. Это означает, что вентильные преобразователи, потребляя из сети активную мощность, необходимую для нагрузки, загружают питающую сеть реактивной мощностью и мощностью искажений, которые являются здесь паразитными для сети. Колебания реактивной мощности приводят к колебаниям уровня напряжения в сети, а искажения тока вызывают искажения формы напряжения в сети (см. раздел 3.13 части 1), т.е. вентильный преобразователь, вопреки пословице «не кусать руку, которая кормит», портит качество электрической энергии в сети, от которой питается.

Возможны два пути ослабления негативного обратного влияния вентильных преобразователей на питающую сеть. Первый путь связан с построением новых схем преобразования или модернизацией прежних с целью улучшения формы тока, потребляемого преобразователями из сети. Второй связан с нахождением ориентированных на решение этой проблемы специальных преобразовательных устройств, позволяющих управляемо генерировать отдельные или все сразу неактивные составляющие полной мощности, имеющиеся в питающей сети в точке присоединения нелинейной нагрузки, которые надо частично или полностью компенсировать. Такие преобразовательные устройства и получили название вентильных компенсаторов неактивных составляющих полной мощности. Таким образом, силовая электроника сама дала решение той проблемы, которую во многом породила (наряду с другими нелинейными нагрузками).

Ниже рассмотрены:

•компенсаторы реактивной мощности как наиболее распространенный вид вентильных компенсаторов;

•компенсаторы мощности искажений, получившие название «активные фильтры»;

•компенсаторы всех неактивных составляющих полной мощности.

5.1.КОМПЕНСАТОРЫ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ

5.1.1.КОНДЕНСАТОРЫ, КОММУТИРУЕМЫЕ ТИРИСТОРАМИ (ККТ)

Втом случае, если компенсатор должен добавить в питающую сеть только емкостной реактивный ток, используют коммутацию групп конденсаторов

спомощью встречно-параллельно соединенных тиристоров, как показано на

151

рис. 5.1.1. В установившемся режиме ток в конденсаторе опережает напряжение на нем на четверть периода. Тогда если включать тиристоры в моменты переходов тока емкости через нуль, т.е. в максимумы положительной и отрицательной полуволн, то не будет никакого искажения тока емкости (рис. 5.1.2). Но для ликвидации броска тока заряда емкости при первом включении в момент максимума напряжения сети необходимо принять превентивные меры. Например, можно держать отключенные емкости заряженными до максимума напряжения вторичной обмотки трансформатора Т, что легко обеспечивается с помощью отдельного маломощного выпрямителя, не показанного на схеме.

Достоинство такого компенсатора – простота, недостатки – дискретность регулирования величины реактивной мощности, выдаваемой в питающую сеть, и определенная задержка подключения очередных ступеней, которое возможно не раньше ближайшего максимума напряжения сети. Если последовательно с конденсаторами включить реакторы для ограничения тока заряда конденсатора при его включении в произвольный момент времени, то указанной динамической задержки не потребуется.

5.1.2.РЕАКТОРЫ, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТИРИСТОРАМИ (РУТ)

Втех случаях, когда в сетях или линиях электропередачи требуется компенсация их емкостных (зарядных) токов, используют компенсатор индуктивной реактивной мощности в виде реактора, регулируемого встречнопараллельными тиристорами (регулятором переменного напряжения, см. раздел 3). Схема такого компенсатора показана на рис. 5.1.3, а диаграмма его то-

ков для двух значений угла регулирования α – на рис. 5.1.4. При регулировании угла α плавно, но нелинейно от α изменяется величина первой гармоники тока компенсатора, но появляются высшие гармоники тока нечетного порядка

3, 5, 7, 9, 11, 13 …

152