1.3.4. Волновое мультиплексирование

Наряду с временным мультиплексированием, широко используемым в цифровых системах связи, в оптических системах связи в последнее время стал использоваться метод мультиплексирова­ния с разделением по длине волны, часто называемый также волновым мультиплексированием. Этот метод в настоящее время получил широкое распространение в оптических системах переда­чи в связи с распространением технологии WDM (см. п.I l.l).

Суть метода волнового мультиплексирования заключается в объединении нескольких оп­тических несущих Л,/ (на передающей стороне) и передаче полученного сигнала 27 Я, по одному волокну с последующим выделением (демультиплексированием) отдельных несущих, например, путем их фильтрации с помощью фильтров Ф„ не приемной стороне.

Волновое мультиплексирование играет ту же роль, что и мультиплексирование с час­тотным разделением МЧР (FDM) для аналоговых систем передачи данных. По этой причине системы с WDM часто называют системами оптического мультиплексирования с частотным разделением ОМЧР (OFDM). Однако по сути своей эти технологии (FDM и OFDM) существенно отличаются друг от друга. Их отличие состоит не только в использовании оптического (OFDM) или электрического (FDM) сигнала. При FDM используется механизм AM модуляции с ОБП и выбранной системой несущих и поднесущих, модулирующий сигнал которых одинаков по струк­туре, так как представлен набором стандартных голосовых каналов. При OFDM механизм моду­ляции, необходимый в FDM для сдвига каналов, вообще не используется, а несущие генерируются отдельными источниками (лазерами), сигналы которых просто объединяются мультиплексором в единый многочастотный сигнал.

Каждая составляющая (несущая) такого многочастотного сигнала принципиально может передавать поток цифровых сигналов, сформированный по законам различных сетевых техноло­гий. Например, одна несущая формально может передавать трафик ATM или гигабитного Ethernet, другая SDH, третья PDH и т.д. Единственное, что нужно для этого, модулировать несу­щие цифровым сигналом в соответствие с передаваемым трафиком и иметь интерфейс для сиг­налов данной сетевой технологии.

1.4. Кодирование цифровых данных в икм системах

1.4.1. Практические методы формирования цифровой последовательности

Рассмотрим простой пример дискретизации в системе ИКМ с п-каиальным мультиплексирова­нием, внутриканальной синхронизацией (осуществляемой путем вставки синхрогруппы из к бит после т фреймов) и симметричного линейного квантования с числом уровней /. Для примера вы­берем п=4, к=4, т=2, 1=8. Условимся, что мгновенное значение сигнала изменяется в интервале (-4,+4). Пример иллюстрируется рис. 1-7.

Р ис. 1-7. Практический пример мультиплексирования в ИКМ системе

Для компактности все процессы дискретизации, квантования, кодификации, мультиплек­сирования и синхронизации (выравнивания) показаны на одном рисунке.

ИКМ система последовательно выполняет следующие стандартные функции:

• дискретизации сигнала в каждом из четырех каналов (к1 - к4) с частотой/_д (конкретное зна­ чение не играет роли) в последовательные нормированные моменты времени 0 (к1), 1 (к2), 2 (кЗ), 3 (к4), 4 (к1) и т. д. При отсутствии выравнивания выборки берутся периодически с пе­ риодом дискретизации 4 единицы, например, для к1 - в моменты: 0, 4, 8, 12, ... , для к2: 1, 5, 9, 13,... и т. д., что соответствует фрейму, состоящему из 4 тайм-слотов;

• квантования выборок сигнала каждого канала, т.е. отображение непрерывного множества значений амплитуд выборок я из интервала (-4,+4) на дискретное множество из 8 уровней квантования, либо 0. 1, ..., 7 - одностороннее (несимметричное) отображение (однополярный сигнал), либо, например, -3, -2, .... +4 - двустороннее (симметричное с точностью-до уровня) отображение (двухполярный сигнал);

- двоичного кодированшшя, или кодификации (см. термин в 1.6.) квантованных значений. При

схеме кодирования: знак-номер уровня и 8 уровнях квантования достаточно 4 бита на выборку: 1 знаковый бит и 3 бита на формирование двоичного номера уровня (2³ = 8). Используем про­стой алгоритм отображения множеств, или алгоритм кодификации: если п-1 < а < п, то а = п для всех а. Следовательно, если а = 3.55, а значит 3 <а<4, то а = 4, а если а = -0.78, а значит -/ < а < 0, то а = 0. В результате требований симметричности квантования, получаем поток бит.

_{^Р^^^РЖЙШН^г^!"' ° ~ °}⁰⁰⁰_{' - '}⁺⁴_~⁰¹⁰_°;

- мул ,типл^1^4ф^Ц^/1.^н^пЩ по сх< ме: объединение 4 каналов на входе в один канал на вы­ ход - 4:1 -т.е. с чФ&едвбаниём выборе к отдельных каналов для создания потока бит выходного

САН!СГ,ПЕТ=РБУРГСКОГО ГОСУГ-^л.~С~ЗГ>>НСгЪ

кан; ла.у/йЙ!п^у«ят1И4нхр1Оннэдд.и#| процесс мультиплексирования создает регулярный поток

фреймов, состоящих из четырех выборок. Его регулярность нарушается необходимостью син­хронизации (выравнивания), которая при внутриканальной синхронизации сводится к вставке синхрогруппы после т фреймов - этот процесс называется синхронизацией {выравниванием) фрейма. Для выравнивания по нашей схеме необходимо сформировать мультифрейм - струк­туру состоящую из двух фреймов, что еще больше осложняет процесс мультиплексирования; - синхронизации фрейма (а точнее мультифрейма) - эта функция осуществляется путем форми­рования и вставки легко идентифицируемой синхрогруппы "1111" (не используемой в процессе кодификации) после двух регулярных фреймов, для чего выделяется один дополнительный тайм-слот. В результате на приемной стороне происходит синхронизация приемника с передат­чиком, а повторяющаяся структура - результирующий мультифрейм - принимает вид: 8 вы­борок + синхрогруппа = 9 тайм-слотов. Можно ввести также понятие результирующий фрейм - формальный параметр, равный 9/2=4,5, показывающий, что период повторения регулярного фрейма изменился с 4 до 4,5 тайм-слотов.

Из этого ясно, что мультиплексирование осуществляется "регулярно в среднем", с перио­дом повторения 4,5 слота, формируя за цикл один результирующий фрейм. Физически же инфор­мационные выборки формируются нерегулярно. Например, выборки в к1, берутся теперь в мо­менты времени 0, 4, 9, 13, 18, 22, 27, и т.д.

Общий вид четырех входных сигналов, с выборками, взятыми последовательно в моменты времени 0, 1, 2, 3, и т. д., и их квантованные значения, полученные в результате кодификации, с учетом выравнивания, показаны на рис. 1-7. Сформированный таким образом поток бит, приведен в нижней части рисунка.

На приемной стороне происходит демультиплексирование указанной последовательности так, что в канал к1 попадут только квантованные кодифицированные выборки, взятые в моменты: О, 4, 9, 13, 18, 22, ... . Из них затем (если нужно) и будут восстановлены с помощью фильтрации фильтрами нижних частот (ФНЧ) исходные аналоговые сигналы.

1.4.2. Методы двоичного кодирования и ошибки квантования

Для цифровых систем, как и для аналоговых, существуют шумы канала связи и шумы, возникаю­щие в процессе преобразования сигнала, а значит и к ним применимы такие понятия, как отно­шение сигнал/шум и динамический диапазон.

Специфическими для цифровых систем являются шумы квантования. На рис. 1-8, на­пример, показана разность между идеальным и реальным преобразованным сигналами - иска­жение, квалифицированное как шум, возни­кающий при линейном квантовании. Неприят­ной особенностью является то, что амплитуда искажений не зависит от амплитуды сигнала, ухудшая условия передачи сигналов низкого уровня. Ясно, что для уменьшения искажений нужно увеличивать число уровней квантования, но, в отличие от звуковых Hi-Fi систем, где мо­гут использоваться 16, 20 и 24 бита на выборку, в цифровых системах связи выше 8 бит на вы­борку практически не используют, чтобы не увеличивать максимально необходимую ско­рость передачи.

Для улучшения ситуации используют методы нелинейного двоичного кодирования при квантовании {нелинейной кодификации).

Они идейно основаны на методах компаидерного расширения динамического диапазона при передаче по каналу связи с ограниченным динамическим диапазоном, используемых в анало­говых системах (например, в системах магнитной записи). В них на входе системы сигнал сжима­ется с помощью компрессора до уровня, приемлемого для передачи по каналу связи, а на выходе из канала связи сигнал с помощью эспандера (осуществляющего расширение или обратное пре­образование) восстанавливается (см. рис. 1-9).

Для реализации такой схемы нелинейной кодификации, достаточно выбрать требуемую степень компрессии и закон нелинейного преобразования, а затем решить проблему аппроксима­ции функции, соответствующей выбранному закону преобразования.

Для нелинейных (прямого и обратного) преобразований входа/выхода идеально подходит пара ехр(х) - 1п(х). Ее и апроксимируют затем по методу близкому к линейной неравномерной адаптивной аппроксимации, оптимально выбирая число и наклон прямолинейных аппроксими­рующих сегментов. В результате получают некий закон, который, будучи стандартизован, исполь­зуется в коммерческих системах. Используются два таких закона для симметричного входного сигнала: А-закоп (параметр А) и /л-закон (параметр д), ниже х - вход, у - выход:

А-закон (А=87.6) используется в европейских системах ИКМ и дает минимальный шаг квантования 2/4096, ц-закон используется в американских системах ИКМ (D1 с ц=100 и D2 с ц=255), давая минимальный шаг квантования 2/8159 (см. ITU-T Rec. G.711 [30]). Указанный под­ход позволяет добиваться отношения сигнал/шум (С/Ш) 30 дБ в динамическом диапазоне 48 дБ, что соответствует эквивалентной схеме кодирования с 13 битами на выборку.

1.4.3. Параметры стандартных ИКМ систем

Существует несколько реализаций ИКМ систем, признанных в качестве стандартных:

• Т1 (AT&T, США, 1962), позднее названная Bell D1 - 24-канальная система с выходным пото­ ком Т1 = 1544 кбит/с;

• D2 (Bell, США) - 24-канальная система, описана в ITU-T Rec. G.733 [31];

• U.K. (Великобритания) - 24-канальная система с выходным потоком 1536 кбит/с;

• СЕРТ (Европа) - 30-канальная система с выходным потоком Е1 = 2048 кбит/с. описана в ITU-T Rec. G.732 [32].

Параметры этих систем сведены в табл. 1-1.

Указанные в таблице параметры практически не требуют дополнительных объяснений. Укажем только их некоторые их особенности.

Системы типа Bell D1 (как модификация системы Т1) до сих пор существуют в северной Америке в силу большой распространенности в прошлом. Эти 4-х проводные системы использу­ются и для передачи цифровых данных со скоростью 56 кбит/с по основному цифровому каналу

(ОЦК), начало такого сервиса было положено компанией AT&T (видимо не раньше 1973 г., после внедрения тарифа "267"), предложившей услуги Dataphone Digital Service [1].

Система Bell D2 в отличие от D1 более продвинута: использует 8 бит на выборку в пятер­ках (1-5 и 7-11) фреймов и 7 бит в 6-ом и 12-ом фреймах, редуцируя закон кодификации при пере­ходе с 8- на 7-битное квантование (позволяет передавать данные со скоростью 64 кбит/с по ОЦК). Система использует выравнивание мультифреймов (состоящих из 12 фреймов) и допускает сигна­лизацию по обшему каналу. В силу широкого распространения в северной Америке, Японии и юго-восточной Азии, система была стандартизована комитетом CCITT [31].

Английская система, как и D1, использует 7-битное кодирование, но выравнивание осуще­ствляет по мультифрейму, состоящему из 4 фреймов, что позволяет обойтись без 193-го бита (от­сюда скорость 1536 кбит/с). Система использует европейский закон кодификации (с 1968 г.), что важно для целей совместимости, и позволяет передавать данные со скоростью 56 кбит/с по ОЦК. Практически вытесняется системой СЕРТ.

1.4.4. Система СЕРТ. Форматы фрейма и мультифрейма

Система СЕРТ начала развиваться с начала 70-х годов. Она целиком базировалась на двоичных, а не на двоично-десятичных эквивалентах (как три предыдущие). В результате была выбрана 8-битная схема кодификации и 32 (а не 24) канала для первичного уровня мультиплексирования.

Один из каналов (тайм-слот 0) целиком используется для синхронизации (выравнивания фреймов) и передачи системного статуса, второй (тайм-слот 16) - для организации канала сигна­лизации - 64 кбит/с. Число фреймов в мультифрейме также кратно 2 и зависит от типа сигнализа­ции. При внутриканальной сигнализации используется 16 фреймов на мультифрейм, при исполь­зовании общего канала сигнализации - 2 фрейма на мультифрейм. Схема выравнивания проста и кратна 2: 8 бит на фрейм при выравнивании фрейма и 8 бит на 16 фреймов для выравнивания мультифрейма.

Система СЕРТ фактически стала доминирующей не только в Европе, но и в мире (более подробно рассмотрена в рамках технологии PDH, разд. 1.5).

1.4.5. Практические методы линейного кодирования потока данных в канале

Сформированная в результате мультиплексирования и выравнивания цифровая двоично-кодированная ИКМ последовательность подается в канал связи, на входе которого, как правило, используется устройство сопряжения с каналом, или интерфейсный блок, и собственно передат­чик.

Учитывая, что канал, как среда передачи, может быть электрическим, оптическим или ра­диоканалом, полученную последовательность приходится еще, по крайней мере, дважды переко­дировать для оптимизации ее прохождения через интерфейс (интерфейсное кодирование) и ли­нию связи (линейное кодирование). Два других вида кодирования: помехоустойчивое кодирова­ние для обнаружения и исправления ошибок, возникающих в процессе передачи, а также шифро­вание данных, передаваемых такой последовательностью, здесь не рассматриваются.

Поток бит, полученный в результате квантования и двоичного кодирования (кодифика­ции), оптимален только с точки зрения уменьшения ошибок квантования, но непригоден для пе­редачи по каналу связи по ряду причин, основные из которых следующие:

• выходной цифровой поток имеет широкий спектр, что затрудняет его передачу по каналу свя­ зи с ограниченной полосой пропускания и осложняет процесс регенерации сигнала синхрони­ зации, передаваемого в канале, особенно в случае восстановления потерянного синхронизма;

• спектр сигнала имеет значительную долю низкочастотных составляющих, которые могут интерферировать с составляющими передаваемого низкочастотного сигнала;

• спектр содержит большую постоянную составляющую, усложняющую фильтрацию напря­ жения сети питания.

Для оптимизации спектра сигнала, подаваемого в линию связи, используется так называе­мое линейное кодирование. Оно должно обеспечить:

• минимальную спектральную плотность на нулевой частоте и ее ограничение на нижних часто­ тах;

• информацию о тактовой частоте передаваемого сигнала в виде дискретной составляющей, лег­ ко выделяемой на фоне непрерывной части спектра;

• достаточно узкополосный непрерывный спектр для передачи сигнала через канал связи без ис­ кажений;

• малую избыточность, для снижения относительной скорости передачи в канале связи;

• минимально возможные длины блоков повторяющихся символов ("1" или "О") и диспаритет- ность (неравенство числа "1" и "О" в кодовых комбинациях).

Для двоичного кодирования число уровней входного сигнала т = 2, а число уровней вы­ходного сигнала и может быть 2 (двухуровневое кодирование) или 3 (трехуровневое кодирова­ние). Двухуровневое кодирование может быть однополярным (+1, 0) и двухполярным, или сим­метричным (+1, -1), а трехуровневое - однополярным (+2, +1, 0) и двухполярным (+1, 0, -1).

Например, оптические линии связи требуют однополярных методов кодирования, тогда как электрические линии связи могут использовать как однополярные, так и двухполярные мето­ды кодирования.

В различных методах кодирования "1" может быть представлена положительным прямо­угольным импульсом на полную или на половинную длину двоичного интервала, или переходом с "+1" на "0" или "-1" (ступенькой вниз) в центре интервала, а "0" - соответствующей длины отри­цательным импульсом, или отсутствием импульса, или обратным переходом с "-1" или "0" на "+1" (ступенькой вверх) в центре интервала.

Для ограничения длины блоков повторяющихся символов типа "11...11" или "00...00" ис­пользуется инверсия ("обращение" или незапланированное (преднамеренное) изменение) поляр­ности импульсов регулярной кодовой последовательности, обозначаемая ниже буквой "V". На­ряду с инверсией иногда используются вставки (дополнительные символы определенной поляр­ности, обозначаемые ниже буквой В), позволяющие сохранить паритет кодовой комбинации.

Алгоритмы кодирования в большинстве случаев просты и могут быть описаны словесно, однако исчерпывающее описание дается направленным графом состояний, описывающим множе­ство всех возможных состояний и переходов из одного в другое.

На рис. 1-10 приведены некоторые линейные коды и использованы такие обозначения:

а) - исходная двоичная последовательность - взята из примера, приведенного на рис. 1-7;

б) - однополярный код без возвращения к нулю - NRZ;

в) - двухполярный NRZ или симметричный телеграфный код;

г) - двухполярный код с возвращением к нулю - RZ;

д) - код с поразрядно-чередующейся инверсией - ADI;

е) - код с чередующейся инверсией на "1" - AMI;

ж) - код с инверсией кодовых комбинаций - CMI;

з) - двухполярный двухуровневый код Миллера;

и) - биполярный код высокой плотности порядка 3 - HDB3;

к) - однополярный эквивалент кода HDB3b оптической линии связи.

Ниже приведены расшифровки сокращений и краткие определения алгоритмов формиро­вания кодов, используемых в практике цифровой связи:

1Ь2Ь - широко используемый частный случай класса блочных кодов (см. ниже mbnb), в кото­ром 1 бит исходной ИКМ последовательности длительностью Т кодируется комбинацией из 2 бит длительностью Т/2 (относительная скорость передачи в канале связи при этом возрастает в 2 раза). К этому классу (из приведенных нами) относятся коды CMI и Миллера.

ADI - Alternate Digit Invertion code - двоичнцй код с инверсией полярности сигнала на каждом втором двоичном разряде (не важно, какой он: "1" или "0"); в результате формируется двухполярный двухуровневый код.

AMI - Alternate Mark Inversion code - двоичный код RZ с инверсией на каждой "1", может быть получен из кода ADI путем инверсии каждой четной "1"; в результате формируется двух-полярный трехуровневый код.

B3ZS - Bipolar with 3 Zero Substitution code - биполярный код с подстановкой альтернативных блоков вместо блоков из трех "О", т.е. вместо блока "000" происходит подстановка блоков "00V" или "B0V" для сохранения паритета - аналог кода HDB2 (см. ниже).

B6ZS - Bipolar with 6 Zero Substitution code - биполярный код с подстановкой альтернативных блоков вместо блоков из 6-ти "0", т.е. вместо "000000" блоков "0VB0VB".

B8ZS - Bipolar with 8 Zero Substitution code - биполярный код с подстановкой альтернативных блоков вместо блоков из 8-ми "0" , т.е. вместо "00000000" блоков "000VB0VB".

CMI - Coded Mark Inversion code - двухуровневый без возвращения к нулю двоичный код клас­са 1Ь2Ь с инверсией полярности кодовой комбинации на полный интервал на каждой "1" (т.е. каждой "1" ставится в соответствие либо комбинация "И", либо "00") и изменением полярности в середине каждого интервала "0" (т.е. каждому "0" ставится в соответствие дипульс"01").

HDB2 - High-Density Bipolar code of order 2 - двухполярный код высокой плотности порядка 2 -код RZ с инверсией на "1" (аналогичен AMI), в котором каждый блок "000" заменяется на блок "00V" или "B0V", где В - вставка импульса "1" выполняемая так, чтобы число В им­пульсов между последовательными V импульсами было нечетным. В результате формиру­ется трехуровневый код.

HDB3 - High-Density Bipolar code of order 3 - двухполярный код высокой плотности порядка 3 -код с инверсией на "1", в котором каждый блок "0000" заменяется на блок "000V" или "B00V" , где В - вставка импульса "1" выполняемая так, чтобы число В импульсов между последовательными V импульсами было нечетным. В результате формируется трехуров­невый код.

mbnb - общее обозначение класса блочных кодов - где т - длина (в битах) блоков, на которые разбивается исходная ИКМ последовательность, а л - соответствующая им длина (в битах) блоков, составленных из кодовых символов. Среди них достаточно широко используется класс 1Ь2Ь (см. выше).

NRZ - Non Return to Zero code - основополагающий двухуровневый код без возвращения к пу­лю, может быть как двуполярным, так и однополярным.

RZ - Return to Zero code - основополагающий трехуровневый код с возвращением к нулю.

Miller code - двуполярный двухуровневый код Миллера класса 1Ь2Ь, имеющий множество со­стояний {00, 01, 10, 11}, переходы между которыми описыва­ются графом, приведенным на рис. 1-11. Например, для приве­денной на рис. 1-10 исходной последовательности 1101101000000 ... порождаемые графом кодовые комбинации имееют вид: 11 10 00 01 10 00 01 11 ..., а сам процесс генерации (перехода из состояния в состояние) имеет вид:

Нужно заметить, что указанные коды могут быть использованы и как интерфейсные, и как линейные коды. В электрических линиях связи интерфейсные и линейные коды могут совпадать, в оптических, как правило, нет в силу невозможности непосредственного использования биполяр­ных кодов для оптической несущей в волоконно-оптическом кабеле (ВОК). Например, при ис­пользовании биполярного интерфейсного кода HDB3 в оптических линиях связи могут использо­ваться коды CMI, MCMI (модифицированный CMI) или код типа mbnb, либо использоваться его оптические аналоги, например, однополярный эквивалент кода HDB3 (см. 1-10,к). Более подробно о линейном кодировании в каналах связи см. например, в [33, глава 5].