
- •6. Проектирование активных фильтров
- •6.1. Передаточные функции фильтров
- •6.2. Схемы фильтров
- •Схемы фильтров нижних частот
- •Схемы фильтров верхних частот
- •Схемы полосовых фильтров
- •Полосно-подавляющие фильтры
- •Схемы фазовых фильтров
- •Фильтры с переменными параметрами
- •6.3. Управляемые фильтры
- •6.4. Практические вопросы проектирования фильтров
- •Выбор элементов
- •Устойчивость фильтров
- •6.5 Проектирование фильтров высоких порядков
Схемы фазовых фильтров
1. ФФ первого порядка (рис. 6.32).
Свойства |
Фильтр первого порядка. Диапазон значений сдвига фазы 0° - 180°или 180° — 360°. Единичный коэффициент передачи. Используются один ОУ и один конденсатор. Необходимы два одинаковых резистора. |
Передаточная функция:
Фазовый сдвиг (при R2 = R3):
На низких частотах конденсатор С практически не влияет на работу схемы, и она работает как повторитель с единичным коэффициентом передачи. На высоких частотах конденсатор С представляет собой короткое замыкание, и схема выполняет роль инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления R3/R2. Из этого следует, что для получения одинакового коэффициента передачи на низких и высоких частотах резисторы R2 и R3 должны быть равными. Фазовый сдвиг изменятеся от 0° на низких до -180° на высоких частотах. Если резистор R1 сделать переменным, схема превращается в регулируемый фазовращатель.
Для получения плоской АЧХ с постоянным и не зависящим от частоты коэффициентом передачи резисторы R2 и R3 должны быть равными. Лучше всего использовать для этого интегральную согласованную пару резисторов. На высоких частотах появляется погрешность фазового сдвига, связанная с конечной шириной полосы пропускания ОУ. Для повышения точности фазового сдвига на высоких частотах следует применять быстродействующий ОУ с широкой полосой пропускания.
Схема обеспечивает изменение фазового сдвига от 0° до 180° при увеличении частоты или R3 от нуля до бесконечности (речь идет, естественно, о математической идеализации.). Для получении обратной зависимости (от 180° до 0°) нужно поменять местами C и R1 В этом случае фазовый сдвиг равен:
2. ФФ на основе конверторов полного сопротивления (рис. 6.33).
Общие свойства |
Достоинства |
Недостатки |
Фильтр второго по рядка Фазовый сдвиг из меняется в диапазоне 0° - 360°. |
Достижимы как малые так и большие значения QF. Невысокая чувствительность к отклонениям значений элементов от номинала Простота настройки Для получения линейной АЧХ требуются только два рассогласованных резистора R2=R5 Большие значния QF достигаются без чрезмерного расширения диапазона номиналов элементов
|
Используются два ОУ Фиксированный коэффициент передачи (1) |
Передаточная функция:
Параметры схемы:
Требуемое соотношение сопротивлений резисторов:
R2=R5.
Большие значения QF и невысокая чувствительность к отклонениям значений элементов от номиналов достигаются за счет введения второго ОУ.
Настройка:
установить ω0 с помощью R4 или R5,
установить QF с помощью R8.
Фильтры с переменными параметрами
Такие схемы (рис. 6.34) имеют несколько выходов, причем их передаточные функции соответствуют различным типам фильтров — ФНЧ, ФВЧ и ПФ. Название этих устройств связано с методом решения дифференциальных уравнений, использовавшимся в аналоговых вычислительным машинах. Строятся они на основе интеграторов и сумматоров.
Передаточные функции по выходам:
Общие свойства |
Достоинства |
Недостатки |
Фильтр второго порядка. |
Возможны как малые, так и большие (> 50) значения добротности. Невысокая чувствительность к отклонениям значений элементов от номинала. Простота настройки. Одновременная фильтрация сигнала с тремя передаточными характеристиками. Некритичность к частотным параметрам ОУ. |
Требуются три ОУ. |
ФВЧ
-
где
Схема состоит из сумматора на элементах A1,R1,R2,R3,R4 двух интеграторов - (A2,R6,C6) и (A3,R7,C7) с постоянными времени T1 и Т2 соответственно. Как видно из приведенных выражений, номиналы элементов вычисляются достаточно просто. Настройка схемы сводится к следующим операциям:
установить ω0 с помощью R4,
установить QF c помощью R1 или R2.
Процедура настройки несколько усложняется, если необходимо также установить точное значение К.
В схемах с большими значениями добротности необходимо следить за тем, чтобы ОУ не входили в насыщение. Конечная ширина полосы пропускания операционных усилителей может стать причиной ухудшения характеристик фильтра на высоких частотах. При использовании ОУ c одинаковыми произведениями коэффициента усиления на ширину полосы пропускания ωА рад/с (ωА = 2πfA)
где ω0' и QF' - фактически получающиеся значения частоты полюса и добротности. Конечная ширина полосы пропускания ОУ снижает значение QF'. При большимх добротностях (>50) схема может стать неустойчивой. Чтобы избежать этого, можно ввести в схему корректирующую цепь, разделив входной резистор одного из интеграторов (R6 или R7) на две части, одна из которых (RКОМП) включается последовательно с конденсатором обратной связи (рис. 6.35). При этом RКОМП = 1/(С·ωA).
Если в схеме используются только выходы ФНЧ и ПФ, из нее можно исключить сумматор, оставив только два интегратора (рис. 6.36).
Такая схема описывается следующими выражениями:
где
Дополнив исходную схему еще одним ОУ, можно получить полосно-подавляющий фильтр. Дополнительный ОУ выполняет функцию сумматора сигналов с выходов ФНЧ и ФВЧ (рис. 6.37).
В качестве активных элементов можно использовать микросхему счетверенного ОУ. Приведем выражения для параметров этой схемы, учитывая, что R3 = R4 и R8 = R10:
где