6. Реверсивный тиристорный преобразователь для электроприводов постоянного тока

Для построения реверсивного преобразователя используются два встречно-параллельных регулируемых выпрямительных моста [7], [8]. Первая группа тиристоров моста получила условное название “Вперед” (“В“), а вторая – “Назад” (“Н“). Одна из возможных схем управления реверсивным преобразователем с раздельным управлением комплектами (группами) тиристоров и двумя комплектами систем импульсно-фазового управления (СИФУ) представлена на рис. 6.1.

Раздельное управление осуществляет логическое переключающее устройство (ЛПУ).

ЛПУ исключает возможность включения двух мостов одновременно.

ЛПУ выбирает необходимый комплект тиристоров, на который должны быть поданы управляющие импульсы с выхода СИФУ, в зависимости от требуемого направления тока и выдает логическую единицу на вход схемы “И” одного из каналов, обеспечивая прохождение импульсов открытия тиристоров.

ЛПУ запрещает включение другого комплекта до тех пор, пока в ранее работавшем комплекте протекает ток.

Значение ЭДС двигателя в общем случае определяется нагрузкой двигателя и не зависит однозначно от напряжения управления. Поэтому одному знаку ЭДС преобразователя могут соответствовать установившиеся токи обоих направлений.

В электроприводе с обратной связью по току якоря знак напряжения на выходе U_РТ регулятора тока (РТ) совпадает со знаком выпрямленного напряжения тиристорного преобразователя.

В представленной на рис. 6.1 схеме, ЛПУ переключает комплекты “B” и “H” при условии несоответствия полярности заданного значения тока, определяемого напряжением U_3i на входе РТ, и фактической, определяемой напряжением U_РТ с выхода РТ. Переключение производится при условии отсутствия тока I в комплектах тиристоров, что контролируется датчиком нулевого тока (ДНТ).

Схема ЛПУ представлена на рис. 6.2. Выбор включенного моста (группы тиристоров) определяется состоянием RS-триггера. Логическая единица на выходе “B” или “H” триггера включает, соответственно, тиристорный комплект “B” или “Н” (рис.6.1). Входной информацией для триггера является одно из двух состояний компараторов, реализованных на операционных усилителях DA1 и DA2.

На входе компаратора DA1 сравниваются два напряжения U_3i и U_РТ, соответствующие заданию на направление тока и фактическому направле-

Рис. 6.1

нию тока. Если фактическое направление тока не совпадает с заданным направлением, то компаратор DA1 переключается в положительное или отрицательное состояние насыщения. Положительному состоянию соответствует единица на выходе “B” RS-триггера.

Компаратор DA2 представляет собой ДНТ, на входе которого сравнивается фактическое значение положительного тока I цепи с некоторым пороговым отрицательным напряжением U_пор. При снижении тока I ниже порогового уровня компаратор DA2 переходит в состояние положительного насыщения – логической единицы, появление которой на входах двух схем “И–НЕ” разрешает переключение RS-триггера.

Система импульсно-фазового управления предназначена для преобразования непрерывного входного сигнала управления (в нашем случае U_РТ ) в фазовый сдвиг отпирающего импульса . Фазовый сдвиг отсчитывается от момента естественного отпирания вентиля (диод, тиристор и т. п.). СИФУ управляется однополярным напряжением U_РТ по принципу вертикального управления.

При управлении по вертикальному принципу на компараторе сравниваются два напряжения – опорное пилообразное напряжение, синхронизированное с полупериодом сети переменного тока, и напряжение управления, изменяемое по значению(по вертикали). В момент их равенства компаратор переключается. По фронту переключения компаратора формируется импульс управления вентилем. Функциональная схема СИФУ изображена на рис. 6.3, принципиальная схема – на рис. 6.4. Диаграммы напряжений СИФУ представлены на рис.6.5.

Синхронизирующее напряжение поступает на ГПН от источника синхронизирующего напряжения (ИСН), выполненного на трансформаторе Т1 и диодном мосте V1–V4.

Компаратор DA1 сравнивает напряжение синхронизации – выпрямленное напряжение сети – с первым напряжением смещения U_см1 для управ-

Рис. 6.2

ления ключом V5 интегратора DA2. Конденсатор С1 интегратора DA2 заряжается, когда выпрямленное напряжение сети U_синх больше напряжения смещения U_см1,так как ключ V5 закрыт. Таким образом, формируется “пила” с частотой 2_с. Напряжение с ГПН подается на вход компаратора К (усилитель DA1), известного как “нуль-орган” (НО). На НО происходит сравнение трех сигналов: напряжения управления (+U_У), напряжения смещения (–U_см), и напряжения ГПН (+U_ГПН). Отрицательное смещение U_см определяет минимальное напряжение на выходе выпрямительного моста преобразователя при нулевом напряжении управления (U_У = 0). U_см определяет начальный угол открывания ₀, который в данном случае является и максимальным углом открывания _max (рис. 6.5).

При подаче сигнала управления U_У компаратор DA3 сравнивает два сигнала U_ГПН и –U_см + U_У и переключается при их равенстве. При U_У =U_см получается максимальное напряжение на выходе преобразователя, т. е. минимальный угол открывания _min.

Формирователь длительности импульсов (ФДИ). Дифференцирующая цепочка R11–C2 из фронтов переключения компаратора DA3 формирует импульсы положительной и отрицательной полярности (рис. 6.5). Импульсами отрицательной полярности через диод V6 закрывается транзистор V7, на коллекторе которого формируется положительный прямоугольный импульс, рекомендуемая длительность которого до 4 электрических градусов. Импульсы с ФДИ поступают на схему “И”, реализованную на DD1 и DD2. При поступлении логической единицы на второй вход DD1 с выхода ЛПУ, сформированные в ФДИ импульсы поступают на усилитель импульсов (УИ) (V8, V9) и через импульсный трансформатор Т2 – на управляющий электрод симистора.

К

ФДИ

УИ

U_см1

U_ГПН

U_см

U_ФДИ

U_ИТ

T2

T1

(НО)

Рис. 6.3

U_с

U_синх

U_НО

U_У = U_РТ

От ЛПУ

V9



Рис. 6.4

DА1

R1

R4

R3

R2

R8

R7

R5

R6

V1

V3

V2

V4

T1

DА2

V17

V16

V14

V15

V13

С1

V5

DА3

R9

R10

V11

V8

R15

V12

T2

+E

+E

+E

R14

R11

V6

DD1

DD2

От ЛПУ

R13

R12

С2

U_ИТ

U_ФДИ

+15 В

V7

– U_см

U_ГПН

U_НО

U_см1

+15 В

+U_У

Сеть

U_с

–15 В

 _min

t

₀ = _max

t

t

t

U_ФДИ

t

t



Рис. 6.5

26

Симистор управляется отрицательным напряжением относительно силового электрода.

Управляемый реверсивный тиристорный выпрямитель для преобразования однофазного переменного напряжения в регулируемое выпрямленное напряжение в якорной цепи электродвигателя изображен на рис. 6.6,а. Выходное напряжение тиристорного преобразователя принимает положительное и отрицательное значения за счет встречно-параллельных однофазных выпрямительных мостов “B” и “H”. На входе каждого моста в одну из фаз включен симметричный тиристор (симистор), который играет роль регулируемого “вентиля” переменного напряжения (см. рис. 6.6,б), которое затем выпрямляется мостом и подается на якорь электродвигателя.

Управление симисторами осуществляется через импульсные трансформаторы Т2, Т2^I импульсами отрицательной полярности (рис.6.5, 6.6 а, б).

Для улучшения формы тока электродвигателя при однофазной схеме выпрямителя используется реактор L, при этом снижается нагрев двигателя и улучшается его использование по моменту и мощности. В реакторе используется дополнительная обмотка (датчик тока ДТ), с которой снимается сигнал, пропорциональный току якоря I_Я .

Для переключения комплектов вентилей “B” и “H” схема содержит ДНТ, представляющий собой токовый трансформатор с выпрямителем, выходное напряжение которого используется в ЛПУ.

Расчет тиристорного преобразователя начинается с выбора симисторов и диодов выпрямительных мостов.

Максимальное значение напряжения U_м приложенного к симистору зависит от амплитудного значения напряжения питающей сети с учетом возможного его повышения на 10% ( ) и максимального значения перенапряжения ( ):

.

I_я

L

ДТ

“В”

“Н”

ОВ

T2 ^I

T2



ДНТ

Сеть

а

I_о.с

0

УЭ

U_з.с

Симистор

б

Рис. 6.6

28

Линейное напряжение сети составляет 380 В, а фазное – 220 В.

Симистор должен выдерживать пусковой ток двигателя

.

Зная величины и по справочнику выбирают необходимый симистор из условия, чтобы постоянный ток в открытом состоянии превосходил , а постоянное напряжение в закрытом состоянии превосходило : > , > .

Для надежного открытия симистора его система управления должна обеспечивать отпирающий постоянный ток управления , протекающий через управляющий электрод, не менее значения тока включения .

Диоды выпрямительного моста выбираются аналогичным образом по прямому току и обратному напряжению , чтобы выполнялось условие > , > .

При формировании пилообразного напряжения ГПН частота “пилы” равна удвоенной частоте сети _ГПН = 2 _с. Напряжение, интегрируемое интегралом ГПН, определяется выражением

где = – 15 В, t = 1/2 _С.

Напряжение управления U_У, поступающее с выхода регулятора тока U_PT, обычно ограниченно и составляет несколько вольт, что обусловлено максимально допустимым током в якоре электродвигателя.

Напряжение управления U_У по амплитуде не должно превышать высоту пилы, которая на практике составляет 4 … 5 В.

Выбрав напряжение U_ГПН ( t ) = 4…5В при t = 1/2_с, находим значение R11 и С2 интегратора.

Для реализации «логики» ЛПУ рекомендуется использовать микросхемы серии К511 – так называемой высокопороговой логики, напряжение питания которых составляет +15 В, что хорошо сочетается с остальными аналоговыми микросхемами.

Состояния RS-триггера (DD4, DD5 из рис. 6.2):

– включающее комплект “Вперед” ;

– включающее комплект “Назад”

При выборе и расчете транзисторов схемы СИФУ следует учитывать ключевой режим их работы.