4.5. Схемные решения транзисторных мшу

Схемные решения транзисторных МШУ зависят от ширины рабочего диапазона частот. Выделяют узкополосные ( ), ширикополосные ( ) и сверхширокополосные ( ). При построении всех транзисторных МШУ принято придерживаться следующих принципов:

получать в первом каскаде минимальный коэффициент шума и максимально возможное усиление даже в ущерб равномерности АЧХ каскада;

согласовать усилитель по входу с помощью элементов без потерь;

отказаться от обратной связи как метода линеризации АЧХ;

формировать АЧХ в каскадах, не вносящих заметного вклада в усилителя.

4.5.1. Примеры схемных решений широкополосных усилителей ( )

На рисунке 4.13 [20] приведены варианты схем широкополосных усилителей СВЧ. В левой части рисунка - схемы на сосредоточенных элементах, в правой усилители с сосредоточенно-распределенными элементами.

а)

б)

в)

г)

Рис. 4.13. Схемы широкополосных усилителей.

Схема на рисунке 4.13, а - усилитель с согласующей цепью типа НЧ фильтра и простейшей выравнивающей цепью типа одиночного контура; схема (рисунок 4.13, б) - усилитель с простейшей согласующей схемой и диссипативной выравнивающей П-образной цепью; рисунок 4.13, в - с реактивной согласующей частично выравнивающей цепью, дополненной диссипативным выравнителем; рисунок 4.13, г - с нерезонансной реактивной выравнивающей цепью.

Частотная область применения схем на сосредоточенных элементах колеблется от 1 до 5 ГГц в зависимости от линейных размеров, значений номиналов и паразитных параметров применяемых элементов. Так у конденсаторов К10-9, К10-17 1-го типоразмера паразитная индуктивность 10-9 Гн, а резонансная частота номиналов 2, 10 и 100 пФ соответственно 3,5; 1,5 и о,5 ГГц, что необходимо учитывать при выборе номиналов, т.е. конденсаторы больших номиналов утрачивают блокирующие свойства с повышением частоты (на частоте выше резонансной они имеют индуктивное сопротивление). Электрическая длина таких конденсаторов на частоте 5 ГГц значительна (0,03 ), поэтому лишь не соизмеримые с длиной волны отрезки проводников и резисторов могут рассматриваться как сосредоточенные.

Распределенные аналоги сосредоточенных элементов в правой части рисунка 4.13 образованы заменой индуктивных и емкостных элементов короткозамкнутыми и разомкнутыми шлейфами соответствующей длины, а параллельных резонансных контуров - четвертьволновыми короткозамкнутыми шлейфами. Последовательные резонансные контуры диссипативных выравнивателей остаются сосредоточенными, практически они могут быть реализованы в виде навесных конденсаторов с паразитными индуктивностями выводов.

Широкополосные усилители диапазона 1-3 ГГц выполняют на сосредоточенных элементах, при этом они более компактны, а их электрические характеристики не уступают характеристикам с распределенными параметрами. В диапазоне выше 3 ГГц предпочтительнее использовать распределенные цепи.

Способы подачи питающих напряжений на транзистор также зависят от диапазона частот. Так, область применения схем смещения с обратной связью по постоянному току (рисунок 4.13, а, б) ограничена относительно низкими частотами. На частотах более высоких, чем 1-2 ГГц, рекомендуется применять схемы с непосредственным заземлением эмиттера и обратной связью по напряжению (рисунок 4.13, г). Цепи смещения схем с сосредоточенно-распределенными элементами также содержат четвертьволновые разомкнутые и короткозамкнутые шлейфы для предотвращения потерь сигнала в этих цепях. Для предотвращения НЧ колебаний в точке А (рисунок 4.13, в) цепи смещения включен развязывающий конденсатор ( Ф).

4.5.2. Примеры схемных решений сверхширокополосных усилителей ( )

Рис. 4.14. Сверхширокополосные усилители.

На рисунке 4.14, а усилитель с разделенными согласующей и выравнивающими цепями, на рисунке 4.14, б - с объединенной согласующе-выравнивающей цепью, на рисунке 4.14, в - без согласующих цепей [21].

Расширение полосы согласования достигается увеличением числа реактивных элементов в схеме на рисунке 4.14, а и включением диссипативных элементов во второй. Достоинство обеих схем высокая устойчивость и простота каскадирования вследствие включения в состав схемы диссипативных элементов.

Элементы схем усилителей на рисунке 4.14 могут быть выбраны таким образом, чтобы обеспечивалось перекрытие по диапазону в четыре октавы. Однако следует учесть, что это приводит к уменьшению усиления в ВЧ области, т.к., например, в схеме на рисунке 4.14, б для расширения полосы пропускания в НЧ область следует увеличить и уменьшить , т.е. ввести потери на высокой частоте.

4.5.3. Примеры схемных решений узкополосных усилителей ( )

Реализация узких полос пропускания в диапазоне СВЧ сплошная проблема, т.к. с уменьшением полосы пропускания потери в центре полосы возрастают.

Примеры схемных реализаций узкополосных транзисторных усилителей СВЧ приведены на рисунке 4.15 [20].

Рис. 4.15. Схемные решения узкополосных транзисторных

усилителей СВЧ.

Усилитель на выходе должен содержать фильтр сосредоточенной селекции. При решить задачу исполнения фильтра с усилителем как единого целого невозможно, т.к. добротность резонаторов на микрополосковых линиях < 100-200. Поэтому при инженерной реализации сочетают микрополосковый усилитель с внешним фильтром сосредоточенной селекции, выполненный, например, на воздушной симметричной полосковой линии (рисунок 4.15, а). При и большем допуске на неравномерность АЧХ усилителя в полосе пропускания, АЧХ усилителя может быть сформирована внутренними реактивными цепями и диссипативной стабилизирующей цепью (рисунок 4.15, б). Для формирования узких полос пропускания согласующие цепи таких усилителей должны иметь АЧХ с крутизной спадов > 6 дБ/октава и ограничивать усиление в области низких частот, например, двухэлементные согласующие цепи типа ВЧ-фильтра, состоящим из параллельного индуктивного и последовательного емкостного элементов (рисунок 4.15, б).