Тема 4 демодуляция в цифровых системах спрс
Демодуляции тесно связана с модуляцией, применяемой в системе подвижной связи. Прием сигнала может быть когерентным (синхронным) или некогерентным (асин-хронным). Когерентный прием предусматривает наличие информации о начале и конце периода модуляции (временной синхронизации) и о частоте и фазе несущей (синхрони-
зация по несущей).
В когерентном приемнике используется вся информация о принимаемом сигнале. На рисунке 4.1 изображен синхронный QPSK-приемник (предположим, что фильтры
в синфазной и квадратурной ветвях идентичны, т.е. p(t) = q(t).
Рисунок 4.1 – Схема оптимального синхронного приемника сигналов QPSK
Принимаемый сигнал (обычно уже перенесенный на промежуточную частоту) на-правляется на входы двух синхронных демодуляторов, состоящих из смесителей и фильт-ров нижних частот.
Фильтры являются частью синхронного демодулятора (они обрезают спектральные компоненты в районе удвоенной несущей частоты) и они согласованы с передающими фильтрами.
В случае передачи сигнала по неискажающему каналу с аддитивным белым гауссо-вым шумом импульсная характеристика приемного фильтра является зеркальным отраже-нием характеристики передающего фильтра. Возможен случай фильтров с симметричной формой спектра, описываемой, например, формулой (3.10). Тогда импульсная характери-стика приемных и передающих фильтров будет идентичной.
Изображенный на рисунке 4.1 блок восстановления несущей и фазы использует разницу между символьными решениями, генерируемыми решающим устройством в син-фазной и квадратурной ветвях, и сигналами, подаваемыми на вход решающего устройст-ва. Эта ошибка служит мерой фазовой разности между принятым и опорным сигналами, а скорость изменения ее значения является функцией разности частот между обоими сигна-лами.
С уществуют другие схемы восстановления несущей, например, основанные на не-линейной обработке принятого сигнала – искусственного формирования спектральной линии, эквивалентной несущей частоте.
Разность между входным и выходным сигналами решающего устройства также часто используется для коррекции в цепи восстановления синхронизации.
Вносимые типичным каналом передачи данных искажения, такие, как плоские и селективные замирания, замирание вследствие многолучевого распространения, межсим-вольная интерференция и дрожание фазы – предполагают применение настолько сложных схем синхронных приемников, что их не всегда возможно реализовать. Это происходит в тех случаях, когда свойства канала меняются настолько быстро, что цепь восстановления несущей не успевает отслеживать изменения и генерирует оценки несущей частоты и фа-
50
зы с недостаточным качеством. Решение этой проблемы – применение соответствующего типа модуляции с некогерентным приемом:
некогерентный прием дифференциальной квадратичной фазовой манипуля-
ции (англ. Differential Quaternary Phase Shift Keying – DQPSK);
прием сигналов, модулированных частотной манипуляцией
DQPSK-модулированный сигнал описывается формулой (3.1), в которой синфазная
и квадратурная модулирующие компоненты задаются выражениями
(4.1)
2-битный информационный блок представляется не символами dIn и dQn и не их ар-гументом φn= (dIn + jdQ n), а фазовой разностью между двумя последовательными периода-ми модуляции Δφn = φn - φn-1.
Схема такого приемника изображена на рисунке 4.2.
Рисунок 4.2 – Некогерентный приемник DQPSK-сигналов
Отсчеты с выходов синфазной и квадратурной цепей снимаются единожды на каж-дый символ данных и пропорциональны, соответственно, косинусу и синусу угла φn + θ.
Здесь θ характеризует разность между фазой несущей частоты принятого сигнала и фазой опорного несущего сигнала, используемого в демодуляторе. Синус и косинус угла φn-1 + θ, полученного в предыдущий период, хранятся в ячейках памяти, так что приемник может использовать отсчеты и текущего, и предыдущего периодов модуляции.
В DQPSK-модуляции достаточно знать, в каком квадранте синфазно-квадратурной плоскости находится угол Δφn . Для этого достаточно выяснить знак функций sin Δφn. и cos Δφn из известных тригонометрических соотношений
cos Δφn = cos((φn +θ) - ( φn-1 + θ)) =
= cos (φn +θ) cos (φn-1 + θ) + sin (φn +θ)sin( φn-1 + θ),
sin Δφn= sin((φn +θ)-( φn-1 + θ)) =
sin((φn +θ) cos (φn-1 + θ) + cos (φn +θ) sin( φn-1 + θ),
(4.2)
(4.3)
Набор умножителей и сумматоров, изображенных на рисунке 4.2, реализует фор-мулы (4.2) и (4.3). Приемник хорошо функционирует при допущении, что угол θ слабо меняется между периодами модуляции, т.е. дрожание фазы в периоде модуляции незначи-тельно.
Некогерентный прием сигналов с частотной модуляцией широко применяется в подвижной связи.
Первый тип такого приемника изображен на рисунке 4.3. Он называется некоге-
рентным оптимальным FSK-приемником.
51
Рисунок 4.3 – Некогерентный оптимальный FSK-приемник
Принимаемый FSK-сигнал проходит через два полосовых фильтра, центральные частоты которых равны номинальным частотам fc ± f, характеризующим логические ин-формационные символы «0» и «1». Таким образом, на выходе одного из полосовых фильтров получается синусоидальный сигнал, в то время как на выходе другого – только шум.
Детекторы огибающих выделяют огибающие в двух ветвях. Для максимизации от-ношения сигнал/шум к выходам детекторов подключаются согласованные фильтры, точно такие же, как в синхронном приемнике. Отсчеты с выходов согласованных фильтров сни-маются один paз в период модуляции и сравниваются друг с другом. Наибольший фраг-мент соответствует наиболее вероятному информационному сигналу.
Другой , более простой способ некогерентного детектирования FSK-сигналов – это прием на базе частотного дискриминатора.
FSK-сигнал рассматривается в качестве обычного ЧМ-сигнала, который модулиру-ется потоком двоичных импульсов, представляющих логическую информационную по-следовательность.
Значения мгновенной частоты на входе преобразуются в уровни сигнала на выходе частотного дискриминатора. Последующими цепями приемника обрабатывают непосред-ственно модулирующий сигнал.
В подвижной связи частотная дискриминация часто реализуется системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ, англ. Phase Locked Loop – PLL).
Н а рисунке 4.4 изображена блок-схема такого приемника.
Рисунок 4.4 – FSK-приемник, основанный на частотной дискриминации
В структуре FSK-приемника с частотным дискриминатором важную роль играет полосовой фильтр, который выделяет искомый FSK-сигнал. Для заданного индекса моду-ляции h оптимальные характеристики полосового фильтра можно определить, положив разность между двумя номинальными FSK-частотами равной 2 f для периода модуляции Т. Это условие минимального уровня ошибок на выходе некогерентного приемника.
Качество детектирования в различных типах приемников может сильно различать-
ся.
Для заданного отношения сигнал/шум наименьшую вероятность ошибочного приема обеспечивает синхронный приемник, использующий всю возможную информа-цию о принимаемом сигнале.
Некогерентный приемник с оптимальным детектированием огибающей имеет не-сколько худшую производительность, а некогерентный приемник с частотным дискрими-натором характеризуется самой высокой частотой появления ошибочных битов, однако этот тип приемника благодаря своей простоте часто используется в традиционных систе-мах связи.
52