МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ

ДЕРЖАВНИЙ ВИЩИЙ НАВЧАЛЬНИЙ ЗАКЛАД «АРТЕМІВСЬКИЙ

КОЛЕДЖ ТРАНСПОРТНОЇ ІНФРАСТРУКТУРИ»

Методичний посібник

ДО ВИКОНАННЯ ЗАВДАНЬ З СРС НАВЧАЛЬНОЇ ДИСЦИПЛІНИ

ПП.08 ЕЛЕКТРОНІКА, МІКРОЕЛЕКТРОНІКА ТА МІКРОПРОЦЕСОРНА ТЕХНІКА

Напрям підготовки 0502 «Автоматика та управління»

Спеціальність 5.05020203 «Монтаж, обслуговування та ремонт автоматизованих систем керування рухом на залізничному транспорті»

2013

РОЗРОБНИКИ МЕТОДИЧНОГО ПОСІБНИКА:

викладач вищої категорії Кононченко Т.О.

викладач першої категорії Говорунов Є.О.

Обговорено та рекомендовано на засіданні циклової комісії «АСКР»

Протокол № від. “____”________________2013року

Голова циклової комісії О.В. Мацнєва

“_____”_____________ 2013року

Схвалено методичною радою Артемівського технікуму залізничного транспорту

Протокол від “____”________________2013 року № ___

Голова методичної ради _______________________О.М. Щитинський

“_____”____________2013 року

План завдання до виконання срс

№ п/п	№ заняття	Назва розділів, тем, програм. Зміст СРС	Обсяг годин СРС за робочою програмою	Учбово-методичне забезпечення
Другий курс четвертий семестр (Частина 1)
	2	Структури та діаграми примесних напівпровідників.	1
	4	Ємність P/N переходу.	1
	5	Пробій P/N переходу.	1
	5	Різновиди та призначення діодних зборок.	1
	8	Діоди Ганна.	1
	9	Статичний режим біполярного транзистора.	1
	10	Частотні властивості транзистора.	1
	12	Одноперехідні транзистори.	1
	14	Маркерування транзисторів.	1
	17	Типи біполярних транзисторів.	1
	19	Правила установки транзистора.	1
	20	Терморезистори.	1
	21	Варистори.	1
	22	Лазери та оптрони.	1
	25	Класифікація ІМС по виготовленню.	1
	26	Методи ізолювання елементів ІМС.	2
	27	Класифікація підсилювачів.	2
	29	Робочі режими елементів підсилювача.	2
	30	Ланцюги міжкаскадного зв'язку.	2
	33	Властивості двохтактних кінцевих каскадів.	2
	34	Дрейф нуля у підсилювачах постійного струму.	2
	38	Пояснити процес самозбудження.	2
	39	Режими генераторів.	2
	40	Параметрична стабілізація частоти генераторів.	2
Разом за другий курс четвертий семестр (Частина 1)			33 години
	41	Періодична послідовність імпульсів.	2
	42	Загальні відомості про імпульсні генератори.	2
	45	Розрахунок мультивібратора. Методика розрахунків.	2
	50	Тригери та їх загальні характеристики.	2
	52	Чекаючий блокинг-генерктор.	2
	53	Генератори пилкоподібної напруги.	2
	54	. Позитивна та негативна логіка.	2
	55	Логічний елемент І на діодах.	2
	56	Логічний елемент ІЛІ на діодах.	2
	57	Логічні елементи у ІМС.	2
	58	Рівні високих напруг на входах логічних елементів.	2
	59	Низькі рівні напруг на входах логічних елементів.	2
	60	Логічний елемент НІ на діодах.	2
	61	Логічний елемент І-НІ на транзисторах.	2
	62	Логічний елемент І-НІ на транзисторах.	2
	63	Особливості синхронних та асинхронних тригерів.	2
	64	Особливості JK тригерів.	2
	65	Особливості Т тригерів	2
	66	Особливості D тригерів	2
	67	Шифратори на логічних елементах.	2
	68	Дешифратори на логічних елементах.	2
	71	Арифметика у різних системах числення.
	72	Конструктивний різновид мікроЕОМ.	2
	73	Диференційні каскади на ОП.	2
	74	Особливості промежуточних та кінцевих каскадів на ОП.	2
	74	Маркерування операційних підсилювачів.	1
	74	Класифікація ІМС по методу виготовлення.	1
	74	Функціональна класифікація ІМС.	1
	75	Активні елементи ІМС.	1
		Методи ізолювання елементів ІМС.	1
	76	Особливості, призначення біполярного транзистору з діодом Шоттки.	1
	77	Уніполярні транзистори у ІМС.	1
	77	Дифузійні елементи ІМС.	1
	78	Аналогові ІМС.	1
	78	Цифрові ІМС та параметри.	1
		Характеристики та призначення ВІС.	1
61.	79	Маркерування ІМС та їх застосування.	1
Разом за третій курс п’ятий семестр (Частина 2)			74 години
Разом за четвертий та п’ятий семестр			107 годин

СРС №1

Структура та діаграми домішкових напівпровідників.

Для виготовлення електронних приладів і інтегральних мікросхем використовують напівпровідникові матеріали, електропровідність яких поліпшена введенням у них невеликої кількості легуючих домішок. В якості домішок до чотирьохвалентним германію і кремнію використовуються елементи V або III групи таблиці Д. І. Менделєєва.

Якщо в моноструктури германію ввести атоми елементів V групи (P, As, Sb), то атом домішки утворює з валентними електронами чотирьох суміжних атомів германію чотири ковалентні зв'язки (рис. 2.4, а) і тим самим створюється стабільна восьмиелектронна оболонка. П'ятий валентний електрон домішки залишається вільним від ковалентного зв'язку. На нього впливають кулонівських сили атомного залишку домішки і періодичне поле кристалічної структури кристала. За рахунок діелектричної проникності середовища кристала він слабо пов'язаний з ядром, тому порівняно легко відривається від атома домішки і стає електроном провідності.

Напівпровідники, електропровідність яких обумовлена ​​домішковими електронами провідності, називають електронними або

n-напівпровідниками (oт латинського negativus - негативний). Домішки, які забезпечили електронну провідність, називають донорними, оскільки вони віддають свої електрони.

На енергетичній діаграмі (рис. 2.4, б) електрони донорної домішки займають рівні φд, близько розташовані від дна зони провідності φп. Перехід цих електронів в зону провідності вимагає порівняно невеликих витрат енергії Δφд (близько 0,01 еВ в германии і 0,04 еВ в кремнії).

При використанні в якості домішки до Чотиривалентний Ge або Si елементів III групи (ln, Ga, Al, Во) з трьома валентними електронами в структурі напівпровідника утворюються лише три заповнені валентні зв'язку. Четвертий зв'язок атома домішки залишається вільною, а сам атом - електронейтральним.

За рахунок невеликої зовнішньої енергії (близько сотих часток електрон - вольта) електрон може вийти з сусідніх валентних зв'язків і зайняти вакантне місце у зв'язку атома домішки ( рис. 2.4 , в). У цьому випадку атом домішки , наприклад In , який прийняв вільний електрон , перетворюється в нерухомий негативно заряджений іон. У валентному зв'язку атомів основного напівпровідника (втратили електрон) утворюється вакантне місце (дірка), а самі атоми перетворюються в рухливі позитивно заряджені іони. Напівпровідники, електропровідність яких обумовлена ​​утворенням рухливих позитивних зарядів, тобто дірок в зв'язках , називають дірковими або р- напівпровідниками (від латинського positivus - позитивний) , а відповідні домішки - акцепторними ( « приймаючими » електрони ) .

На енергетичній діаграмі введення атомів акцепторної домішки призводить до появи вакантного локального рівня поблизу стелі валентної зони ( рис. 2.4 , г). При зовнішньому енерговпливу на цей рівень може переходити електрон з валентної зони основного напівпровідника , залишаючи вільним у ній новий енергорівень . Вільні енергорівні у валентній зоні можуть обіймати інші електрони , а в структурі напівпровідника з'являться рухомі дірки. Вони і обумовлюють домішкову діркову провідність .

Основні і неосновні носії заряду.

Практично не існує напівпровідників з чисто електронною або чисто дірочною провідністю . Електропровідність напівпровідника визначається основними носіями заряду , концентрація яких набагато більше концентрації неосновних носіїв , тобто n_n > n_p , а p_Р > р_n . Очевидно , в

n - напівпровіднику основними носіями заряду є електрони n_n , а неосновними - дірки p_n , а в p - напівпровіднику - навпаки.

СРС №2

Тема. Ємність p-n переходу

Загальна ємність p-n-переходу вимірюється між виідами кристала при заданих постійній напрузі (зміщенні) і частоті гармонійної напруги, що прикладаються до переходу. Вона складається з бар'єрної, дифузійної ємностей і ємності корпусу кристала:

С = Сбар + Сдіф + Скорп

Бар'єрна (або зарядна) місткість обумовлена ​​нескомпенсований зарядом іонізованих атомів домішки, зосередженими по обидві сторони від кордону переходу. Ці об'ємні заряди нерухомі і не беруть участь в процесі протікання струму. Вони і створюють електричне поле переходу.

При збільшенні зворотної напруги область просторового заряду і сам заряд збільшуються , причому це збільшення відбувається непропорційно.

Бар'єрна ємність визначається як

і дорівнює

де Sпер - площа переходу.

Бар'єрна ємність становить десятки - сотні пікофарад.

Дифузійна ємність обумовлена ​​зміною величини об'ємного заряду, викликаного зміною прямої напруги і інжекцією неосновних носіїв у розглянутий шар. У результаті в n-базі виникає об'ємний заряд дірок, який практично миттєво (за кілька наносекунд) компенсується зарядом власних підійшовших до дірки електронів. Дифузійну ємність часто висловлюють як лінійну функцію струму, враховуючи експонентний характер ВАХ.

При цьому

де - час життя носіїв для товстої бази. або середній час прольоту для тонкої бази. 

Мал. 2.1

Дифузійна ємність становить сотні - тисячі пикофарад.

При прямому напрузі на переході загальна ємність визначається в основному дифузійної ємністю, а при зворотній напрузі - бар'єрної. Загальний вид залежності ємності переходу від напруги на ньому зображений на мал. 1. Цю залежність називають вольт - фарадною характеристикою переходу.

СРС №3

Пробій p-n–переходу

Пробоєм називають різка зміна режиму роботи pn - переходу, що знаходиться під великою зворотною напругою. ВАХ для великих значень зворотних напруг зображена на мал. 3.5

Мал. 3.5

Початку пробою відповідає точка А. Після цієї точки диференціальний опір переходу прагне до нуля.

Розрізняють три види пробою p-n-переходу: 

І. Тунельний пробій (А-Б), 

ІІ. Лавинний пробій (Б-В), 

ІІІ. Тепловий пробій (за т.В).

Тунельний пробій виникає при малій ширині p-n-переходу (наприклад, при низкоомной базі), коли при великій зворотній напрузі електрони проникають за бар'єр без подолання самого бар'єру. В результаті тунельного пробою струм через перехід різко зростає і зворотна гілка ВАХ йде перпендикулярно осі напруг вниз.

Лавинний пробій виникає в тому випадку, якщо при русі до чергового зіткнення з нейтральним атомом кристала електрон чи дірка набувають енергії, достатньої для іонізації цього атома, при цьому народжуються нові пари електрон-дірка, відбувається лавиноподібне розмноження носіїв зарядів; тут основну роль відіграють неосновні носії, вони набувають великої швидкісті. Лавинний пробій має місце в переходах з великими питомими опорами бази («високоомних база»), тобто в p-n-переході з широким переходом.

Тепловий пробій характеризується сильним збільшенням струму в області p-n-переходу в результаті недостатнього тепловідведення. Якщо тунельний і лавинний пробої, звані електричними, оборотні, то після теплового пробою властивості переходу змінюються аж до руйнування переходу. Напруги і струми в p-n переходах залежать від параметрів переходу і його температури.

СРС №4

Структура принцип роботи

Випрямляч електричного струму - механічний, електровакуумний, напівпровідниковий або інший пристрій, призначений для перетворення змінного вхідного електричного струму в постійний вихідний електричний струм.

Діодний (випрямний) міст - електронна схема, призначена для перетворення («випрямлення») змінного струму в пульсуючий постійний. Таке випрямлення називається двухполуперіодним .

Виділимо два варіанти включення мостових схем однофазну і трифазну .

Однофазна мостова схема:

На вхід схеми подається змінна напруга (для простоти будемо розглядати синусоїдальне), у кожний з полупериодів струм проходить через два діоди , два інших діода закриті (мал.4 а, б).

Мал.4.1 а)Випрямлення позитивної б)Випрямлення негативної напівхвилі

напівхвилі

У результаті такого перетворення на виході мостової схеми виходить пульсуюча напруга вдвічі більша частоти напруги на вході (мал.4.2 а, б, с)

Рис.4.2 а)початкова напруга (напруга на вході), б) однонапівперіодне випрямлення, с) двохнапівперіодне випрямлення

Трифазна мостова схема :

У схемі трифазного випрямного моста в результаті виходить напруга на виході з меншими пульсаціями, ніж в однофазному випрямлячі (мал. 4.3).

Мал.4.3 Напруга на виході трифазного випрямляча

Для випрямлення трифазних напруг так само широко використовуються діодні випрямлячі. Дуже поширені схеми випрямлячів на полумостовой діодних випрямлячах мал. 4.4

Рис.4.4 Трифазна схема випрямляча на півмостах

Як правило, для згладжування пульсуючій напруги на виході випрямляча застосовується фільтр у вигляді конденсатора або дроселя, до того ж для стабілізації вихідної напруги встановлюється стабілітрон мал. 5 .

Мал.4.5 Схема діодного випрямляча з фільтром

Конструкція, переваги

Конструкція діодних мостів може бути виконана з окремих діодів, або у вигляді монолітної конструкції (діодним збірки). Монолітна конструкція, як правило, краще - вона дешевша і менше за об’емом. Діоди в ній підібрані на заводі виробнику і параметри максимально аналогічні один одному, на відміну від окремих діодів, де параметри можуть відрізнятися один від одного, до того ж у робочому стані діоди в діодним збірці працюють в однаковому тепловому режимі, що зменшує ймовірність виходу з ладу елемента. Ще однією перевагою діодним збірки є її простота монтування на платі. Основним недоліком монолітної конструкції є не можливість заміни одного діода, що вийшов з ладу, у цьому випадку необхідно міняти всю збірку, але відбувається це вкрай рідко, якщо робочі режими діодного моста підібрані правильно.

Області застосування

Область застосування випрямних мостів обширна, наприклад:

- Прилади освітлення (люмінесцентні лампи, модулі сонячних батарей);

- Лічильники електроенергії;

- Блоки живлення і управління побутової техніки (телевізорів, міксерів, пральних машин, пилососів, комп'ютерів, холодильників, електроінструменту та ін.), зарядні пристрої для мобільних телефонів і ноутбуків, AC/DC-DC/DC перетворювачі.

СРС №5

Діоди Ганна 

Вольт-амперна характеристика діода Ганна

Діод Ганна (винайдений Джоном Ганном в 1963 році) - тип напівпровідникових діодів, що використовується для генерації і перетворення коливань в діапазоні СВЧ. На відміну від інших типів діодів, принцип дії діода Ганна заснований не на властивостях p-n-переходів, а на власних об’ємних властивостях напівпровідника.

Традиційно діод Ганна складається з шару арсеніду галію завтовшки від одиниць до сотень мікрометрів з омічними контактами з обох боків. У цьому матеріалі в зоні провідності є два мінімуми енергії, яким відповідають два стани електронів, - «важкі» і «легкі». У зв’язку з цим із зростанням напруженості електричного поля середня дрейфова швидкість електронів збільшується до досягнення полем деякого критичного значення, а потім зменшується, прагнучи до швидкості насичення.

Таким чином, якщо до діода прикладена напруга, що перевищує твір критичної напруженості поля на товщину шару арсеніду галію в діоді, рівномірний розподіл напруженості по товщині шару стає нестійкий. Тоді при виникненні навіть в тонкій області невеликого збільшення напруженості поля електрони, розташовані ближче до анода, «відступлять» від цієї області до нього, а електрони, розташовані у катода, намагатимуться «наздогнати» рухомий до анода подвійний шар зарядів, що вийшов. При русі напруженість поля в цьому шарі безперервно зростатиме, а поза ним - знижуватися, поки не досягне рівноважного значення. Такий рухомий подвійний шар зарядів з високою напруженістю електричного поля всередині отримав назву домена сильного поля, а напруга, при якій він виникає, - порогового.

У момент зародження домена струм в діоді максимальний. У міру формування домена він зменшується і досягає свого мінімуму після закінчення формування. Досягаючи анода, домен руйнується, і струм знову зростає. Але тільки він досягне максимуму, у катода формується новий домен. Частота, з якою цей процес повторюється, обернено пропорційна товщині шару напівпровідника і називається пролітною частотою.

СРС №6

Статичний режим біполярного транзистора

Статичним режимом роботи транзистора називається такий режим , при якому зміна вхідного струму або напруги не викликає зміна вихідної напруги . Статичні характеристики каскаду, включеного за схемою з ЗБ, вимірюються за загальною схемою , що на мал. 6.1. 

 

Мал. 6.1. Схема вимірювань статичних параметрів транзистора з ЗБ

 Статичні характеристики транзисторів бувають двох видів: вхідні та вихідні.

Вхідні характеристики - це залежність вхідного струму від вхідної напруги при постійному вихідному напрузі. Для схеми із загальною базою

IЕ = f ( UБЕ ) при UБК = const.

Вхідні характеристики являють собою пряму гілку відкритого p-n-переходу. При збільшенні вихідної напруги UКЕ носії заряду швидше пролітають базу, рекомбінують, отже, і струм бази зменшується. Тому характеристика при UКЕ > 0 буде проходити нижче.

Резистором R1 змінюється напруга база-емітер, а резистором R2 підтримується постійним UБК. Зазвичай вхідні характеристики вимірюються при двох значеннях постійної напруги UБК ( рис. 6.2, а).

Вихідна характеристика - це залежність вихідного струму від вихідної напруги при постійній вхідній струмі. Для схеми включення із загальною базою

ІК = f ( UБК ) при IЕ = const .

З мал. 6.2, (б) видно, що вихідні характеристики являють собою прямі лінії, майже паралельні осі напруги.

Це пояснюється тим, що колекторний перехід закритий незалежно від величини напруги база-колектор, і струм колектора визначається тільки кількістю носіїв заряду, що проходять з емітера через базу в колектор, тобто струмом емітера.

   

Мал. 6.2. Статичні характеристики транзистора з ЗБ: а - вхідні, б - вихідні

Статичні характеристики транзистора за схемою ЗЕ

На мал. 6.3 зображена схема установки для вимірювання статичних характеристик транзистора, включеного за схемою з загальним емітером.

 Мал. 6.3. Схема вимірювань статичних параметрів транзистора з ЗЕ

 

Вхідна характеристика для схеми включення з загальним емітером (мал. 6.4, а)

IБ = f ( UБЕ ) при UБК = const .

Вихідна характеристика для схеми включення з загальним емітером (мал. 6.4 б)

ІК = f (UКЕ) при IБ = const

 

Мал. 6.4. Статичні характеристики транзистора з ЗЕ: а - вхідні, б – вихідні.

СРС №7

Частотні властивості транзистора

На частотні властивості транзисторів великий вплив виявляють ємності р-n-переходів. Зі збільшенням частоти ємнісний опір зменшується і шунтуюча дія ємностей зростає. Тому Т-подібна еквівалентна схема транзистора на високих частотах, крім чисто активних опорів r_К , r_Б і r_Е, містить ємності С_Е і С_К, шунтуючі емітерний і колекторний переходи. Особливо шкідливий вплив на роботу транзистора робить ємність Ск, тому що на високих частотах ємнісний опір 1/(ω_ВС_К) виявляється значно менше, ніж опір r_К, і колекторний перехід втрачає свої основні властивості. У даному випадку вплив ємності С_к аналогічно впливу ємності, шунтуючій р-n перехід у площинному напівпровідниковому діоді. Другою причиною погіршення роботи транзистора на високих частотах є відставання по фази перемінного струму колектора від перемінного струму емітера. Це обумовлено інертністю процесу проходження носіїв заряду через базу від емітерного переходу до колекторного, а також інертністю процесів нагромадження і розсмоктування зарядів у базі. Час прольоту носіїв через базу τ_пр у звичайних транзисторів складає приблизно 0,1 мкс. Звичайно, цей час дуже малий, але на частотах порядку одиниць-десятків мегагерц стає помітним деяке зрушення фаз між змінними складовими струмів ІЕ і ІК. Це приводить до збільшення змінного струму бази і, як наслідок, до зниження коефіцієнта підсилення по струму. Це явище ілюструється векторними діаграмами, приведеними на рисунку 7.1. Перша з них відповідає відносно низькій частоті, на якій усі струми практично збігаються по фазі, а коефіцієнт β має найбільшу величину β = β₀. На більш високій частоті запізнювання струму ІК на час τ_пр відносно струму І_Е веде до появи помітного зрушення фаз τ між цими струмами.

Рисунок 7.1 – Векторні діаграми струмів транзистора на різних частотах

Тепер струм бази І_Б дорівнює не алгебраїчній (як на рисунку 4, а), а геометричній різниці струмів І_Е і І_К, внаслідок чого він помітно збільшується (рисунок 4, б). На ще більш високій частоті коефіцієнт β стає ще менше внаслідок збільшення кута зсуву фаз φ і струму І_Б (рисунок 4, в). Оцінюючи частотні властивості транзистора, варто враховувати також, що дифузія — процес хаотичний. Неосновні носії зарядів, інжектовані емітером в базу, пересуваються в ній різними шляхами. Тому носії, що одночасно ввійшли в область бази, досягають колекторного переходу в різний час. Таким чином, закон зміни струму колектора може не відповідати закону зміни струму емітера, що приводить до спотворення підсилювального сигналу. Необхідно відзначити, що зі збільшенням частоти коефіцієнт β зменшується значно сильніше, ніж α. Коефіцієнт α знижується лише внаслідок впливу ємності Ск, а на величину β впливає, крім цього, ще і зрушення фаз між І_К і І_Е. Отже, схема з загальною базою має кращі частотні властивості, ніж схема з загальним емітером. Для визначення коефіцієнтів підсилення по струму на частоті f можуть бути використані формули:

де α₀ і β₀ —коефіцієнти посилення по струму при частоті f = 0; f_α і f_β - граничні частоти транзистора в схемах із загальною базою і загальним емітером відповідно. Для розширення частотного діапазону транзисторів необхідно збільшувати швидкість переміщення неосновних носіїв зарядів через базу, зменшувати товщину шару бази і колекторну ємність. При виконанні цих умов транзистори (наприклад, дрейфові, планарні) можуть успішно працювати на частотах порядку десятків і сотень мегагерц.

СРС №8

Одноперехідні транзистори

О дноперехідний транзистор (ОПТ) представляє собою кристал напівпровідника, в якому створено p-n перехід, званий інжектором:

Цим переходом кристал напівпровідника поділяється ніби на дві області бази. Тому одноперехідний транзистор має й іншу широко поширену назву - двухбазовий діод. Принцип дії транзистора заснований на зміні об'ємного опору напівпровідника бази при інжекції. У відмінності від біполярних і польових транзисторів одноперехідний транзистор являє собою прилад з негативним опором. Це означає, що в певних умовах вхідна напруга або сигнал можуть зменшуватися навіть при зростанні вихідного струму через навантаження. Коли одноперехідний транзистор знаходиться у включеному стані, вимкнути його можна тільки розімкнувши ланцюг, або знявши вхідну напругу.

Ділянка між базами утворена кремнієвою пластиною n - типу і має лінійну вольтамперну характеристику, тобто струм через цю ділянку прямо пропорційний прикладеній межбазовій напрузі. За відсутності напруги на емітер (відносно Б1) за рахунок проходить I2 в базі 1 всередині кристала створюється падіння напруги Uвн, що замикає p-n перехід. При подачі на вхід невеликого напруги Uвх = < Uвн величина струму, що проходить через перехід, майже не змінюється. При Uвх > Uвн перехід зміщується у прямому напрямку і починається інжекція носіїв заряду (дірок) в бази, яка веде до зниження їх опору. При цьому зменшується падіння напруги Uвн, що призводить до лавиноподібного відмикання переходу - ділянка II на вольт - амперної характеристиці:

Ділянка III, праворуч від мінімуму, де емітерний струм обмежується тільки опором насичення, називається областю насичення. При зменшенні емітерного напруги до Uвх <Uвн перехід закривається. При нульовому струмі бази 2 (тобто вивід Б2 не використовується) характеристика (крива 2) являє собою по суті характеристику звичайного кремнієвого діода.

Одноперехідні транзистори застосовуються в різних схемах генераторів релаксаційних коливань, мультивібраторах, лічильниках імпульсів, тригерних схемах управління тиристорами, генераторах пилкоподібної напруги, делителях, реле часу, схемах фазового управління та ін.. Однак через малу швидкість перемикання і порівняно великий споживаної вхідної потужності вони широкого поширення не отримали.

Різновид ОПТ - програмований ОПТ (ПОПТ) - чотиришаровий прилад, структура якого аналогічна структурі тиристора за винятком того, що використовується анодне управління на відміну від катодного управління у тиристора. ОПТ і ПОПТ володіють аналогічними характеристиками, однак напруга включення ПОПТ програмується і може задаватися за допомогою зовнішнього дільника напруги. У відмінності від ОПТ, ПОПТ більш

швидкодіючий і чутливий прилад. Виходячи з еквівалентної схеми

можна зробити висновок, що ПОПТ являє собою виключаємий тиристор з анодним управлінням. При подачі на керуючий електрод (емітер) більш негативного відносно анода (база 2) напруги ПОПТ переходить з режиму відсічення у включений стан. Для забезпечення функціонування ПОПТ в режимі ОПТ потрібно на керуючому електроді ПОПТ підтримувати зовнішнє опрону напругу, яка по суті збігається з точкою максимуму. Оскільки опрона напруга визначається параметрами зовнішнього дільника, його можна зробити змінним. Ця особливість і є головною відмінністю ОПТ від ПОПТ.

СРС №9

Маркування транзисторів

Маркування наноситься на корпус приладу, або вказується в етикетці і містить певну інформацію про властивості транзисторів. Перша цифра (1, 2, 3) або літера (Г, К, А) маркування вказує про використання приладів в апаратурі спеціального або широкого застосування, а також про напівпровідниковий матеріалі кристала (германій, кремній або арсенід - галію). Другий елемент маркування (літери Т або П) визначає приналежність транзистора до біполярним або польовим приладів. Третій елемент маркування вказує на частотні або потужності властивості транзисторів - чим значення цифри вище, починаючи з 1 до 9, тим більше потужність і вище частотний діапазон. Так, малопотужні транзистори з розсіюваною потужністю до 0,3 Вт позначені цифрами третього елемента 1, 2 і 3, відповідно, низькою ( до 3 МГц), середньої (до 30 МГц ), високої і надвисокої (понад 30 МГц) граничної частоти. Аналогічно поділені по граничній частоті транзистори середньої потужності, що розсіюється (від 0,3 Вт до 1,5 Вт ), третій елемент маркування яких відповідно позначений цифрами 4, 5 і 6. І, нарешті, третій елемент маркування транзисторів великої потужності (більше 1,5 Вт) позначений цифрами 7, 8 і 9 залежно від граничної частоти.

Цифри четвертого, п'ятого, шостого та сьомого елемента маркування вказують на порядковий номер розробки приладу . І, нарешті, останній елемент маркування (буква від А до К) позначає поділ приладів даного типу на групи (підтипи) за класифікаційними параметрами.

Безкорпусні прилади відрізняються маркуванням, в якій через дефіс додається цифра, яка характеризує їх конструктивне виконання:

• 1-з гнучкими вивідами без кристалотримача (підкладки);

• 2-з гнучкими вивідами на кристалотримачі (підкладці);

• 3-з жорсткими вивідами без кристалотримача (підкладки);

• 4-з жорсткими вивідами на кристалотримачі (підкладці);

• 5-з контактними майданчиками без кристалотримача (підкладки) і без вивідів;

• 6-з контактними майданчиками на кристалотримачі (підкладці) і без вивідів.

В останні роки широке поширення одержали транзистори, герметизовані пластмасою, в тому числі і досить малогабаритні, що ускладнило розміщувати маркування безпосередньо на корпусі. Тому поставка таких приладів проводиться в тарі, в якій поміщається паспорт або етикетка із зазначенням габаритного креслення, маркування, полярності та схеми розташування електродів транзистора. Іноді в якості ключа до знаходження відповідного електрода служить скіс на кінці зовнішнього виведення, а в інших випадках на корпус наноситься кольорова точка . Колір точки різними постачальниками вибирається самостійно і не лімітується . Розміщення кольоровий точки наводиться в паспорті або етикетці, а також на габаритному кресленні.

СРС №10

Типи біполярних транзисторів

Низькочастотні малопотужні (германієві і кремнієві) транзистори виготовляють переважно сплавним способом. Вони володіють коефіцієнтом передачі струму h21е = 10-200, максимально допустимим значенням постійного струму колектора Ік = 20 мА, імпульсного - 150 мА; допускають постійну напругу на колекторі Uкб до 30В і максимальну потужність до 150 мВт. Ємність колекторного переходу становить 20-60 пФ, опір бази - до 150 Ом. Максимальна температура колекторного переходу германієвого транзистора +85 ° С, кремнієвого - до +150 ° С. Прикладами малопотужнийних сплавних транзисторів з p-n-p - структурою можуть бути Германієві типу ГТ108А - Г і кремнієві типу КТ104А -Г.

Низькочастотні потужні транзистори характеризуються великими значеннями струмів і напруг на електродах, а також потужністю розсіювання колектора. Для збільшення струмів переходи виконують з великою поверхнею електродів. Для поліпшення тепловідводу колектор розташовується на масивній підставі корпусу, до якого кріпиться за необхідності теплорозсіювальний радіатор. Прикладом потужних низькочастотних транзисторів служать прилади p-n-p ГТ703 А- Д , pnp КТ704 А - В та ін.

Високочастотні транзистори повинні володіти малим часом прольоту носіїв заряду, малими бар'єрними ємностями переходу і об'ємними опорами бази та колектора. Ці вимоги реалізуються на основі дифузійної та планарної технології, за яких можна отримати нерівномірну концентрацію домішок у базі, і, як наслідок, можливе виникнення внутрішнього електричного поля. За рахунок цього поля забезпечується дрейфовий переміщення носіїв заряду. Дрейфові транзистори відрізняються малою інерційністю фізичних процесів, тому можуть ефективно працювати на високих частотах.

Транзистори, виготовлені за дифузійно-планарної технологією, мають товщину бази в долі мікрометра і розміри переходів в одиниці мікрометрів. Їхні робочі частоти досягають 10 ГГц.

Прикладами малопотужних високочастотних транзисторів є конверсійні p-n-p типу ГТ321 А - Е, планарно-епітаксіальні n-p-n типу КТ315 А - Е і p-n-p типу КТ351 А, Б, мезапланарні n-p-n ГТ323А - В та ін. При панарній технології монокристал захищається від зовнішніх впливів оксидними плівками. Це дозволило відмовитися від приміщення транзисторів в корпус, що знизило їх габарити. Безкорпусні транзистори використовують у герметизованих гібридних мікросхемах. Прикладом безкорпусних малопотужних приладів служать планарні n-p-n транзистори КТ322 А - Д та ін.

Планарна технологія при використанні пластин з епітаксіальними шарами дала можливість розробити потужні НВЧ транзистори. Найбільш досконалими є багатоструктурні потужні транзистори, виготовлені у вигляді кількох потужних многоеміттерних транзисторів на одній платівці напівпроводника. При такій конструкції немає перекриття теплових потоків разнесенних структур і поліпшується тепловідвід. Кращі з сучасних потужних НВЧ транзисторів допускають потужність розсіювання в кілька ватт на частоті в кілька гігагерц.

Щоб радіатор потужного транзистора не був включений в ланцюг навантаження, в НВЧ планарних транзисторах ізолюють колектор від корпусу. Для отримання хорошого тепловідведення кристал напівпроводника кріплять на пластинці з берилієвої кераміки, що має добру теплопровідність. Прикладом потужного НВЧ транзистора є епітаксіально-планарні n-p-n транзистори типу КТ911 А -Г.

СРС №11

Правила установки транзистора

При монтажі транзисторів необхідно дотримуватися таких правил:

1. Кріплення транзисторів повинно проводитися за корпус. Вигин зовнішніх висновків необхідно виконувати на відстані не ближче 16 мм від прохідного ізолятора (якщо немає інших вказівок). Вигин жорстких виводів потужних транзисторів забороняється.

2. Пайка висновків повинна здійснюватися на відстані не ближче 10 мм від корпусу приладу.

3. Потужність паяльника повинна бути не більше 60 Вт, час пайки - не більше 3 с, а температура - не вище 200 'С.

4. У процесі монтажу необхідно виключити проходження струму через транзистори і забезпечити надійний тепловідвід.

5. Не допускається розташовувати транзистори поблизу тепловиділяючих елементів (мережевих трансформаторів, потужних резисторів), а також у сильних електромагнітних полях.

СРС №12

Терморезистори

Терморезистор, термістор  — напівпровідниковий резистор, активний електричний опір якого залежить від температури; терморезистори випускаються у вигляді стрижнів, трубок, дисків, шайб і бусинок; розміри варіюються від декількох мкм до декількох см; на їх основі розроблені системи і пристрої дистанційного та централізованого вимірювання і регулювання температури, протипожежної сигналізації та теплового контролю, температурної компенсації різних елементів електричного кола, вимірювання вакууму та швидкості руху рідин і газів та ін.

Термісторами також називають термометри, в яких температура визначається за зміною електричного опору.

Для термістора характерні великий температурний коефіцієнт опору (ТКО) (що у десятки раз перевищує цей коефіцієнт для металів), простота обладнання, здатність працювати в різних кліматичних умовах при значних механічних навантаженнях, стабільність характеристик у часі.

Терморезистор виготовляють у вигляді стрижнів, трубок, дисків, шайб, бусинок і тонких пластинок переважно методами порошкової металургії. Їхні розміри можуть варіюватися в межах від 1—10 мкм до 1—2 см.

Основними параметрами терморезистора є: номінальний опір, температурний коефіцієнт опору, інтервал робочих температур, максимально припустима потужність розсіювання.

Термістор був винайдений Самюелем Рубеном (Samuel Ruben) в 1930 році й має патент США номер #2,021,491.

Розрізняють терморезистори з негативним (термістори) і позитивним (позистори) ТКО. Терморезистори з негативним ТКО виготовляють із суміші полікристалічних оксидів перехідних металів (наприклад, MnO, CoO?, NiO, CuO), легованихGe і Si, напівпровідників типу A^III B^V, скловидних напівпровідників і інших матеріалів.

Розрізняють терморезистори низькотемпературні (розраховані на роботу при температурах нижче 170 К), середньотемпературні (170–510 К) і високотемпературні (вище 570 К). Крім того, існують терморезистори, призначені для роботи при 4,2 К и нижче й при 900–1300 К. Найбільш широко використовуються середньотемпературні терморезистори із ТКС від — 2,4 до —8,4 %/ К і номінальним опором 1—10⁶ Ом.

Режим роботи терморезисторів залежить від того, на якій ділянці статичної вольт-амперної характеристики (ВАХ) обрана робоча точка. У свою чергу ВАХ залежить як від конструкції, розмірів і основних параметрів терморезистора, так і від температури теплопровідності навколишнього середовища, тепловому зв'язку між терморезистором і середовищем. Терморезистори з робочою точкою на початковій (лінійній) ділянці ВАХ використовуються для виміру й контролю температури й компенсації температурних змін параметрів електричних кіл і електронних приладів. Терморезистори з робочою точкою на спадній ділянці ВАХ (з негативним опором) застосовуються в якості пускових реле, реле часу, вимірників потужності електрогмагнітного випромінювання на НВЧ, стабілізаторів температури й напруги. Режим роботи терморезистора, при якому робоча точка перебуває також на спадаючій ділянці ВАХ (при цьому використовується залежність опору терморезистора від температури й теплопровідності навколишнього середовища), характерний для терморезисторів, застосовуваних у системах теплового контролю й пожежної сигналізації, регулювання рівня рідких і сипучих середовищ; дія таких терморезисторів заснована на виникненні релейного ефекту в ланцюзі з терморезистором при зміні температури навколишнього середовища або умов теплообміну терморезистора з середовищем.

Виготовляються також терморезистори спеціальної конструкції — з непрямим підігрівом. У таких терморезисторах є підігрівна обмотка, ізольована від напівпровідникового резистивного елемента (якщо при цьому потужність, що виділяється в резистивном елементі, мала, те тепловий режим терморезистора визначається температурою підігрівника, тобто струмом у ньому). Таким чином, з'являється можливість змінювати стан терморезистора, не міняючи струм через нього. Такий терморезистор використовується в якості змінного резистора, керованого електрично на відстані.

З терморезисторів з позитивним температурним коефіцієнтом найбільший інтерес являють терморезистори, виготовлені із твердих розчинів на основі batio₃. Такі терморезистори звичайно називають позисторами. Відомі терморезистори з невеликим позитивним температурним коефіцієнтом (0,5—0,7 %/ К), виконані на основі кремнію з електронною провідністю; їхній опір змінюється з температурою приблизно за лінійним законом. Такі терморезистори використовуються, наприклад, для температурної стабілізації електронного обладнання на транзисторах.

Залежність опору термістора від температури. 1: для R<0.2: для R>0

СРС №13

Варистори

Варистор - нелінійний прилад, який має симетричну вольт-амперну характеристику, аналогічну характеристиці стабілітрона. Серія оксидно-цинкових варисторів - це нелінійні резистори, що складаються в основному з оксиду цинку з додаванням оксидів інших металів. Вони володіють симетричної високонелінійною вольтамперною характеристикою при унікально високій імпульсній стійкості. Оксидо-цинкові варистори є в даний час практично єдиним швидкодіючим засобом захисту складних і дорогих напівпровідникових систем різного призначення. Унікальні властивості варисторів використовуються для створення низькочастотних фільтрів, необхідних для високошвидкісних ліній передачі даних; для захисту від імпульсних впливів напруги, для шумопоглинання (радіо / електромагнітні перешкоди)

Властивості

1.Широкий діапазон напруг.

2.Висока стійкість до струму перевантаження.

3.Швидка реакція на різке підвищення напруги (мкс).

4.Симетричність вольт-амперних характеристик.

5.Оптимальна вольт-амперна характеристика.

6.Надійність, підтверджена міжнародними стандартами.

Застосування

1.Побутова електроніка (телевізори, мікрохвильові печі, радіоелектронна апаратура, тощо).

2.Пристрої промислової електроніки (електродвигуни, тиристорні схеми керування, релейні схеми, схеми захисту).

3.Апаратура засобів зв'язку.

4.Пристрої обробки даних.

5.Обладнання передачі електроенергії.

6.Системи електропостачання.

Вольт-амперна характеристика варистора

Варистор в стані спокою має високий опір (кілька МОм) по відношенню до захищаємого приладу і не змінює характеристику електричного кола. При перевищенні напруги варістор має низький опір (всього кілька Ом) і фактично шунтує прилад, тобто пристрій Е захищено.

Опис параметрів

Напруга варистора:

Напруга варистора - це падіння напруги на ньому при струмі від 0,1 мА до 1мА протягом певного періоду часу

Робоча напруга:

Зазвичай наводяться максимальні значення змінного U_AC і постійного U_DC робочої напруги. Токи витоків при робочих напругах незначні

Нелінійна експонента (α):

Вольт-амперна характеристика варистора визначається рівністю I = KV_α,

Де К - константа, що залежить від конфігурації, а α - нелінійна експонента.

Для обчислення значення α зазвичай беруть дві точки - (V1, I1), (V2, I2):

Максимальна напруга обмеження:

Це максимальна напруга Up між висновками варистора протягом тривалості імпульсу струму (8/20 μсек)

Потужність:

Максимальна розсіювальна енергія (Дж) протягом імпульсу тривалістю 10/1000 μсек

E = K x V_m x I_m x T

E: потужність (Дж)

K: константа = 1.4

V_m: максимальна напруга обмеження при Im

I_m: максимально допустимий піковий струм з імпульсом 10/1000 μсек

T: тривалість струму перевантаження (1000 μсек)

Струм перевантаження:

Максимальний піковий струм варистора при зміні напруги варистора на 10% при стандартному імпульсі струму (8/20 μсек) прикладений один або два рази з інтервалом 5 хв

Середня розсіювальна потужність:

Середня потужність розсіювання при заданій температурі навколишнього середовища

Ємність:

Ємність - опорна величина, вимірювана при заданій частоті

Оцінка терміну служби варистора:

Визначається як максимально допустима кількість імпульсів, що прикладаються до Варистора. Для визначення використовуються імпульси стандартної тривалості - 8/20 μсек (або 10/1000 μсек)

СРС №14

Лазери та оптрони

Оптронами називають такі оптоелектронні прилади, в яких є джерело і приймач випромінювання (світловипромінювач і фотоприймач) з тим чи іншим видом оптичної та електричного зв'язку між ними, конструктивно пов'язані один з одним.

Принцип дії оптронів будь-якого виду заснований на наступному. У випромінювачі енергія електричного сигналу перетвориться в світлову, в фотоприймачі, навпаки, світловий сигнал викликає електричний відгук.

Практично поширення одержали лише оптрони, у яких є пряма оптична зв'язок від випромінювача до фотоприймача й, як правило, виключені всі види електричного зв'язку між цими елементами.

За ступенем складності структурної схеми серед виробів оптронной техніки виділяють дві групи приладів. Оптопара (кажуть також "елементарний оптрон") являє собою оптоелектронний напівпровідниковий прилад, що з випромінювального і фотоприймального елементів, між якими є оптична зв'язок, що забезпечує електричну ізоляцію між входом і виходом. Оптоелектронна інтегральна мікросхема є мікросхему, що складається з однієї або декількох оптопар і електрично з'єднаних з ними одного або декількох узгоджувальних або підсилюючих пристроїв.

Таким чином, в електронній ланцюга такий прилад виконує функцію елемента зв'язку, в якому в той же час здійснена електрична (гальванічна) розв'язка входу і виходу.

Відмінні особливості оптронів

Переваги цих приладів базуються на загальному оптоелектронному принципі використання електрично нейтральних фотонів для переносу інформації. Основні з них такі: можливість забезпечення ідеальної електричної (гальванічної) розв'язки між входом і виходом; для оптронів не існує будь-яких принципових фізичних або конструктивних обмежень по досягненню як завгодно високих напруг і опорів розв'язки і як завгодно малої прохідний ємності; можливість реалізації безконтактного оптичного управління електронними об'єктами і зумовлені цим різноманітність і гнучкість конструкторських рішень керуючих ланцюгів; односпрямованість поширення інформації по оптичному каналу, відсутність зворотної реакції приймача на випромінювач; широка частотна смуга пропускання оптрона, відсутність обмеження з боку низьких частот (що властиво імпульсним трансформаторам); можливість передачі по оптронной ланцюга, як імпульсного сигналу, так і постійної складової; можливість управління вихідним сигналом оптрона шляхом впливу (в тому числі і неелектричного) на матеріал оптичного каналу і випливає звідси можливість створення різноманітних датчиків, а також різноманітних приладів для передачі інформації; можливість створення функціональних мікроелектронних пристроїв з фотоприймачами, характеристики яких при висвітленні змінюються по складному заданому закону; несприйнятливість оптичних каналів зв'язку до впливу електромагнітних полів, що у випадку "довгих" оптронів (з протяжним волоконно-оптичним світловодом між випромінювачем і приймачем) обумовлює їх захищеність від перешкод і витоку інформації, а також виключає взаємні наведення; фізична і конструктивно-технологічна сумісність з іншими напівпровідниковими і мікроелектронними приладами. Оптрони притаманні і певні недоліки: значна споживана потужність, обумовлена ​​необхідністю подвійного перетворення енергії (електрика - світло - електрика) і невисокими ККД цих переходів; підвищена чутливість параметрів і характеристик до впливу підвищеної температури і проникаючою ядерної радіації; більш-менш помітна тимчасова деградація (погіршення) параметрів; відносно високий рівень власних шумів, обумовлений, як і два попередніх нестачі, особливостями фізики світлодіодів; складність реалізації зворотних зв'язків, викликана електричної роз'єднаністю вхідний і вихідний ланцюгів; конструктивно-технологічне недосконалість, пов'язане з використанням гібридної непланарной технології, (з необхідністю об'єднання в одному приладі декількох - окремих кристалів з різних напівпровідників, що розташовані в різних площинах). Перераховані недоліки оптронов у міру вдосконалення матеріалів, технології, схемотехніки частково усуваються, але, тим не менш, ще тривалий час будуть носити досить принциповий характер. Проте їх гідності настільки високі, що забезпечують впевнену позаконкурентних оптронов серед інших приладів мікроелектроніки. Узагальнена структурна схема Як елемент зв'язку оптрон характеризується коефіцієнтом передачі К i, визначеним ставленням вихідного і вхідного сигналів, і максимальною швидкістю передачі інформації F. Практично замість F вимірюють тривалості наростання і спаду переданих імпульсів t нар (сп) або граничну частоту. Можливості оптрона як елемента гальванічної розв'язки характеризуються максимальною напругою і опором розв'язки U разв і R разв і прохідний ємністю C розв. У структурній схемі на рис. 14.1 вхідний пристрій служить для оптимізації робочого режиму випромінювача (наприклад, зміщення світлодіода на лінійний ділянку ват-амперної характеристики) і перетворення (посилення) зовнішнього сигналу. Вхідний блок повинен володіти високим ККД перетворення, високою швидкодією, широким динамічним діапазоном допустимих вхідних струмів (для лінійних систем), малим значенням "порогового" вхідного струму, при якому забезпечується надійна передача інформації по ланцюгу.

Рис 14.1. Узагальнена структурна схема оптрона

Призначення оптичного середовища - передача енергії оптичного сигналу від випромінювача до фотоприймача, а також у багатьох випадках забезпечення механічної цілісності конструкції. Принципова можливість керування оптичними властивостями середовища, наприклад, за допомогою використання електрооптичних або магнітооптичних ефектів, відображена введенням в схему пристрою керування, В цьому випадку ми отримуємо оптрон з керованим оптичним каналом, функціонально відрізняється від "звичайного" оптрона: зміна вихідного сигналу може здійснюватися як за входу, так і по ланцюгу управління. У фотоприймачі відбувається "відновлення" інформаційного сигналу з оптичного в електричний; при цьому прагнуть мати високу чутливість і високу швидкодію. Нарешті, вихідна пристрій покликаний перетворити сигнал фотоприймача в стандартну форму, зручну для впливу на наступні за Оптрон каскади. Практично обов'язковою функцією вихідного пристрою є посилення сигналу, так як втрати після подвійного перетворення дуже значні. Нерідко функцію посилення виконує і сам фотоприймач (наприклад, фототранзистор). Загальна структурна схема рис. 1 реалізується в кожному конкретному приладі лише частиною блоків. Відповідно до цього виділяють три основні групи приладів оптронной техніки; раніше названі оптопари (елементарні оптрони), які використовують блоки світловипромінювач - оптичне середовище - фотоприймач; оптоелектронні (оптронні) мікросхеми (оптопари з додаванням вихідного, а іноді і вхідного пристрою); спеціальні види оптронів - прилади, функціонально і конструктивно істотно відрізняються від елементарних оптронів та оптоелектронних ІС. Реальний оптрон може бути влаштований і складніше, ніж схема на рис. 1; кожний із зазначених блоків може включати в себе не один, а кілька однакових або подібних один одному елементів, пов'язаних електрично і оптично, проте це не змінює істотно основ фізики та електроніки оптрона. Застосування

В якості елементів гальванічної розв'язки оптрони застосовуються: для зв'язку блоків апаратури, між якими є значна різниця потенціалів; для захисту вхідних ланцюгів вимірювальних пристроїв від перешкод і наведень і т.д. Інша найважливіша область застосування оптронів - оптичне, безконтактне управління Потужнострумові і високовольтними ланцюгами. Запуск потужних тиристорів, триаків, сімісторов, управління електромеханічними релейними пристроями. Специфічну групу керуючих оптронов складають резисторні оптрони, призначені для слабкострумових схем комутації в складних пристроях візуального відображення інформації, виконаних на електролюмінесцентних (порошкових) індикаторах, мнемосхемах, екранах. Створення "довгих" оптронів (приладів з протяжним гнучким волоконно-оптичним світловодом) відкрило зовсім новий напрямок застосування виробів оптронной техніки - зв'язок на коротких відстанях. Різні оптрони (діодні, резисторні, транзисторні) знаходять застосування і в чисто радіотехнічних схемах модуляції, автоматичного регулювання посилення та ін Вплив по оптичному каналу використовується тут для виведення схеми в оптимальний робочий режим, для безконтактної перебудови режиму і т. п. Можливість зміни властивостей оптичного каналу при різних зовнішніх впливах на нього дозволяє створити цілу серію оптронні датчиків: такі датчики вологості і загазованості, датчика наявності в обсязі тієї чи іншої рідини, датчики чистоти обробки поверхні предмета, швидкості його переміщення і т. п. Досить специфічним є використання оптронів в енергетичних цілях, тобто робота діодного оптрона в фотовентільном режимі. У такому режимі фотодіод генерує електричну потужність в навантаження і оптрон до певної міри подібний малопотужного вторинного джерела живлення, повністю розв'язані від первинного кола. Створення оптронов з фоторезисторами, властивості яких при висвітленні змінюються по заданому складному закону, дозволяє моделювати математичні функції, є кроком на шляху створення функціональної оптоелектроніки. Універсальність оптронов як елементів гальванічної розв'язки і безконтактного управління, різноманітність і унікальність багатьох інших функцій є причиною того, що сферами застосування цих приладів стали обчислювальна техніка, автоматика, зв'язкова і радіотехнічна апаратура, автоматизовані системи управління, вимірювальна техніка, системи контролю і регулювання, медична електроніка, пристрої візуального відображення інформації. 

Принцип дії лазерів

В основу лазерів покладено явище індукованого випромінювання, існування якого було передбачене Ейнштейном в 1917 році. За Ейнштейну, поряд з процесами звичайного випромінювання і резонансного поглинання існує третій процес - вимушене (індуковане) випромінювання. Світло резонансної частоти, тобто тієї частоти, яку атоми здатні поглинати, переходячи на вищі енергетичні рівні, повинен викликати світіння атомів, які вже перебувають на цих рівнях, якщо такі є в середовищі. Характерна особливість цього випромінювання полягає в тому, що випускається світло не відрізняється від змушує світла, тобто збігається з останнім по частоті, по фазі, поляризації та напрямку розповсюдження. Це означає, що вимушене випромінювання додає в світловий пучок точно такі ж кванти світла, які веде з нього резонансне поглинання.

Атоми середовища можуть поглинати світло, перебуваючи на нижньому енергетичному рівні, випромінюють ж вони на верхніх рівнях. Звідси випливає, що при великій кількості атомів на нижніх рівнях (принаймні, більшій, ніж кількість атомів на верхніх рівнях), світло, проходячи через середовище, буде послаблюватися. Навпаки, якщо число атомів на верхніх рівнях більше числа збудженому, то світло, пройшовши через дане середовище, посилиться. Це означає, що в даному середовищі переважає індуковане випромінювання. Простір між дзеркалами заповнено активним середовищем, тобто середовищем, що містить більшу кількість збуджених атомів (атомів, що знаходяться на верхніх енергетичних рівнях), ніж збудженому. Середа посилює проходить через неї світ за рахунок індукованого випромінювання, початок якому дає спонтанне випромінювання одного з атомів.

Лазерне випромінювання - є свічення об'єктів при нормальних температурах. Але в звичайних умовах більшість атомів знаходяться на нижчому енергетичному стані. Тому при низьких температурах речовини не світяться. При проходженні електромагнітної хвилі крізь речовину її енергія поглинається. За рахунок поглиненої енергії хвилі частина атомів порушується, тобто переходить у вищий енергетичнийстан. При цьому від світлового пучка віднімається деяка енергія:

h_ν = E2-E1,

де h_ν - величина, що відповідає кількості витраченої енергії,

E₂ - енергія вищого енергетичного рівня,

E₁ - енергія нижчого енергетичного рівня.

Збуджений атом може віддати свою енергію сусіднім атомам при зіткненні або випустити фотон в будь-якому напрямку. Тепер уявімо, що яким-небудь способом ми порушили більшу частину атомів середовища. Тоді при проходженні через речовину електромагнітної хвилі з частотою ,

де v - частота хвилі,

Е₂ - Е₁ - різниця енергій вищого і нижчого рівнів,

h - довжина хвилі,

ця хвиля буде не послаблюватися, а навпаки, посилюватись за рахунок індукованого випромінювання. Під її впливом атоми узгоджено переходять у нижчі енергетичні стани, випромінюючи хвилі, що збігаються за частотою і фазою з падаючою хвилею.

Основні властивості лазерного променя

Лазери є унікальними джерелами світла. Їх унікальність визначають властивості, якими не володіють звичайні джерела світла. На противагу, наприклад, звичайної електричної лампочки, електромагнітні хвилі, що зароджуються в різних частинах оптичного квантового генератора, віддалених один від одного на відстані макроскопічні, виявляються когерентні між собою. Це означає, що всі коливання в різних частинах лазера відбуваються узгоджено. Щоб розібрати поняття когерентності в деталях, потрібно згадати поняття інтерференції. Інтерференція - це взаємодія хвиль, при якому відбувається складання амплітуд цих хвиль. Якщо вдається відобразити процес цієї взаємодії, то можна побачити так звану інтерференційну картину (вона виглядає як чергування темних і світлих ділянок). Інтерференційну картину здійснити досить важко, тому що звичайно джерела досліджуваних хвиль породжують хвилі неузгоджено, і самі хвилі при цьому будуть гасити один одного. У цьому випадку інтерференційна картина буде надзвичайно розмита або ж не буде видно зовсім. Процес взаємного гасіння схематично представлений на рис.1 (а) Отже, вирішення проблеми отримання інтерференційної картини лежить у використанні двох залежних і узгоджених джерел хвиль. Хвилі від узгоджених джерел випромінюють таким чином, що різниця ходу хвиль буде дорівнювати цілому числу довжин хвиль. Якщо ця умова виконується, то амплітуди хвиль накладаються один на одного і відбувається інтерференція хвиль рис. 1 (б). Тоді джерела хвиль можна назвати когерентними.

Когерентність хвиль, і джерел цих хвиль можна визначити математично. Нехай Е1 - напруженість електричного поля, що створюється перша пучком світла, Е2 - другим. Припустимо, що пучки перетинаються в деякій точці простору А. Тоді згідно з принципом суперпозиції напруженість поля в точці А дорівнює

Е = Е1 + Е2

Так як в явищах інтерференції і дифракції оперують відносними значеннями величин, то подальші операції будемо виробляти з величиною - інтенсивність світла, яка позначена за I і дорівнює

I = E2

Змінюючи величину I на певну раніше величину Е, отримуємо

I = I₁ + I₂ + I₁₂,

де I₁ - інтенсивність світла першого пучка,

I₂ - інтенсивність світла другого пучка.

Останній доданок I₁₂ враховує взаємодію пучків світла і називається інтерференційних членом. Це складова одно

I₁₂ = 2 (E₁ * E₂)

Якщо взяти незалежні джерела світла, наприклад, дві електричні лампочки, то повсякденний досвід показує, що I = I₁ + I₂, тобто результуюча інтенсивність дорівнює сумі інтенсивностей накладаються пучків, а тому інтерференційний член звертається в нуль. Тоді кажуть, що пучки некогерентних між собою, отже, некогерентних і джерела світла. Однак, якщо накладаються пучки залежні, то інтерференційний член не звертається в нуль, а тому I <> I₁ + I₂. У цьому випадку в одних точках простору результуюча інтенсивність I більше, в інших - менше інтенсивностей I₁ і I₂. Тоді й відбувається інтерференція хвиль, а значить, джерела світла виявляються когерентними між собою. З поняттям когерентності також пов'язане поняття просторової когерентності. Два джерела електромагнітних хвиль, розміри і взаємне розташування яких дозволяє отримати інтерференційну картину, називаються просторово когерентними. Інший чудовою рисою лазерів, тісно пов'язаної з когерентністю їх випромінювання, є здатність до концентрації енергії - концентрації в часі, в спектрі, у просторі, у напрямку розповсюдження. Перше означає те, що випромінювання оптичного генератора може тривати всього близько сотні мікросекунд. Концентрація в спектрі припускає, що ширина спектральної лінії лазера дуже вузька. Це монохроматичность. Лазери також здатні створювати пучки світла з дуже малим кутом розбіжності. Як правило, це значення досягає 10-5 радий. Це означає, що на Місяці такий пучок, посланий з Землі, дасть пляма діаметром близько 3 км. Це є проявом концентрації енергії лазерного променя в просторі і у напрямку розповсюдження.

Для деяких квантових генераторів характерна надзвичайно висока ступінь монохроматичности їх випромінювання. Будь-який потік електромагнітних хвиль завжди має набір частот. Випромінювання і поглинання атомної системи характеризується не тільки частотою, але і деякою невизначеністю цієї величини, званої шириною спектральної лінії (або смуги). Абсолютно монохроматичного одноколірного потоку створити не можна, однак, набір частот лазерного випромінювання надзвичайно вузький, що і визначає його дуже високу монохроматичность. Потрібно відзначити, що лінії лазерного випромінювання мають складну структуру і складаються з великого числа надзвичайно вузьких ліній. Застосовуючи відповідні оптичні резонатори, можна виділити і стабілізувати окремі лінії цієї структури, створивши тим самим одночастотний лазер.

Лазери є найбільш потужними джерелами світлового випромінювання. У вузькому інтервалі спектра (протягом проміжку часу, тривалістю близько 10-13 с) у деяких типів лазерів досягається потужність випромінювання порядку 1017 Вт/см2, в той час як потужність випромінювання Сонця дорівнює лише 7 * 103 Вт/см2, причому сумарно по всьому спектру. На вузький ж інтервал l = 10-6 см (це ширина спектральної лінії лазера) припадає у Сонця всього лише 0,2 Вт/см2. Якщо завдання полягає в подоланні порогу в 1017 Вт/см2, то вдаються до різних методів підвищення потужності.

Для підвищення потужності випромінювання необхідно збільшити число атомів, що беруть участь у посиленні світлового потоку за рахунок індукованого випромінювання, і зменшити тривалість імпульсу.

Застосування лазерів

Застосування лазерного променя у промисловості і техніці

Оптичні квантові генератори та їх випромінювання знайшли застосування в багатьох галузях промисловості. Так, наприклад, в індустрії спостерігається застосування лазерів для зварювання, обробки і розрізання металевих і діелектричних матеріалів і деталей у приладобудуванні, машинобудуванні і в текстильній промисловості. Починаючи з 1964 року малопродуктивне механічне свердління отворів стало замінятися лазерним свердлінням. Термін лазерне свердління не слід розуміти буквально. Лазерний промінь не з отвiр: він його пробиває за рахунок інтенсивного випаровування матеріалу в точці впливу. Приклад такого способу свердління - пробивання отворів у годинникових каменях, яка зараз вже є звичайною справою. Для цієї мети застосовуються твердотільні імпульсні лазери, наприклад, лазер на склі з неодимом. Отвір у камені (при товщині заготовки близько 0,1 - 0.5 мм.) Пробивається серією з декількох лазерних імпульсів, що мають енергію близько 0,1 - 0,5 Дж. і тривалістю близько 10-4 с. Продуктивність установки в автоматичному режимі складає 1 камінь у секунду, що в 1000 разів вище продуктивності механічного свердління. Лазер використовується і при виготовленні надтонких дротів з міді, бронзи,вольфраму та інших металів.

При виготовленні дротів застосовують технологію протягування (волочіння) дроту крізь отвори дуже малого діаметру. Ці отвори (або канали волочіння) висвердлюють у матеріалах, які мають особливо високу твердість, наприклад, в надтвердих сплавах. Найбільш твердий, як відомо, алмаз. Тому краще всього протягувати тонкий дріт крізь отвори в алмазі (алмазні фільєри). Тільки вони дозволяють отримати дріт діаметром всього 10 мкм. Однак, на механічне свердління одного отвору в алмазі потрібно 10 годин (!). Зате зовсім неважко пробити цей отвір серією з декількох потужних лазерних імпульсів. Як і у випадку з пробивкой отворів у годинникових каменях, для свердління алмазу використовуються твердотільні імпульсні лазери.

Лазерне свердління широко застосовується при отриманні отворів у матеріалах, які мають підвищену крихкістю. Як приклад можна навести підкладки мікросхем, виготовлені з глиноземний кераміки.Через високу крихкості кераміки механічне свердління виконується на "сирому" матеріалі. Обпалюють кераміку вже після свердління. При цьому відбувається деяка деформація вироби, спотворюється взаємне розташування висвердлених отворів. При використанні "лазерних свердел" можна спокійно працювати з керамічними підкладками, що вже пройшли випал. Цікаве застосування лазера і як універсального паяльника. Припустимо, що всередині електронно-променевої трубки сталася аварія - перегорів або обірвався який-небудь провід, порушився контакт. Трубка вийшла з ладу. Здавалося б, поломка невиправно, адже ЕПТ являє собою пристрій, всі внутрішні компоненти якого знаходяться у вакуумі, всередині скляного балона, і ніякому паяльника туди не проникнути. Однак, лазерний промінь дозволяє вирішувати і такі завдання. Направляючи промінь в потрібну точку і належним чином фокусує його, можна здійснити зварювальну роботу. Лазери з плавною перебудовою частоти служать основою для спектральних приладів з винятково високою роздільною силою.

Наприклад, нехай потрібно дослідити спектр поглинання якої-небудь речовини. Вимірявши величину лазерного потоку, що падає на об'єкт, що вивчається, і пройшов через нього, можна обчислити значення коефіцієнта поглинання. Перебудовуючи частоту лазерного випромінювання, можна, отже, визначити коефіцієнт поглинання як функцію від довжини хвилі. Роздільна здатність цього методу збігається, очевидно, з шириною лінії лазерного випромінювання, яку можна зробити дуже малою. Ширина лінії, що дорівнює, наприклад, 10-3 см-1 забезпечує таку ж роздільну здатність, як і дифракційна решітка з робочою поверхнею 5 м., а виготовлення таких грат являє собою майже нездійсненне завдання. Лазери дозволили здійснити светолокатор, за допомогою якого відстань до предметів вимірюється з точністю до декількох міліметрів. Така точність недоступна для радіолокаторів.

В даний час у світі існує кілька десятків лазерних локаційних систем. Багато з них вже мають космічне значення. Вони здійснюють локацію Місяця і геодезичних штучних супутників Землі. Як приклад можна назвати лазеро-локаційних систему Фізичного інституту імені П. М. Лебедєва. Похибка вимірювання при використанні даної системи складає 40 см. Проведення таких досліджень організовується для того, щоб точніше довідатися відстань до Місяця протягом деякого періоду часу, наприклад, протягом року. Досліджуючи графіки, що описують зміну цієї відстані з часом, вчені отримують відповіді на ряд питань, що мають наукову важливість.

Імпульсні лазерні локатори сьогодні застосовуються не тільки в космонавтиці, але і в авіації. Зокрема, вони можуть грати роль наукових вимірників висоти. Лазерний висотомір застосовувався також в космічному кораблі "Аполлон" для фотографування поверхні Місяця. Втім, у оптичних лазерних систем є і свої слабкі сторони. Наприклад, не так просто за допомогою гостронаправленої променя лазера виявити об'єкт, тому що час огляду контрольованій області простору виявляється занадто великим. Тому оптичні радіолокаційні системи використовуються разом з радіолокаційними. Останні забезпечують швидкий огляд простору, виявляють мета, а потім оптична система вимірює параметри мети і здійснює стеження за нею. Великий інтерес представляють останні розробки в галузі створення телевізора на основі лазерних технологій. Згідно з очікуваннями фахівців, такий телевізор повинен відрізнятися надвисоким якістю зображення. Варто також відзначити використання лазерів у вже давно відомих принтерах високої якості або лазерних принтерах. У цих пристроях лазерне випромінювання використовується для створення на спеціальному світлочутливому барабані прихованої копії друкованого зображення.

СРС №15

Класифікація ІМС по виготовленню

За технологією виготовлення мікросхеми діляться на напівпровідникові та гібридні. У напівпровідникових інтегральних мікросхемах всі елементи і з'єднання їх виконуються в обсязі або на поверхні напівпровідникового матеріалу. Гібридні мікросхеми відрізняються тим, що в них тільки частина елементів виконується методом інтегральної технології, а решта (зазвичай активні) елементи мають самостійне конструктивне оформлення.

Гібридні мікросхеми в залежності від товщини плівок і методів нанесення їх на поверхні підкладки діляться на тонкоплівкові (товщина плівки менше 1 мкм) й товстоплівкові (товщина плівки більше 1 мкм). При виготовленні мікросхем для побутової радіоапаратури застосовують в основному гібридну товстоплівкова технологію, яка порівняно проста і не вимагає складного обладнання і дорогої вимірювальної техніки. Основним недоліком товстоплівкових мікросхем є мала ступінь інтеграції, однак її можна підвищити, виконавши пасивні елементи на обох сторонах підкладки.

СРС №16

Методи ізолювання елементів ІМС

При відсутності ізоляції елементів біполярних мікросхем всі вони виявляться електрично пов'язаними між собою через підкладку. Ізоляцію здійснюють з використанням декількох конструктивно-технологічних варіантів.

Ізоляція обратно-зміщеними p-n переходами.

Цей спосіб, будучи історично першим, поширений і донині, оскільки володіє високою технологічністю, операції створення ізолюючої області (додатково одна операція фотолітографії і одна операція дифузії) природним чином вливаються в технологічний маршрут, не вимагають ні додаткового обладнання, ні використання нових матеріалів. Недоліком цієї конструкції є те, що площа ізолюючої області порівнянна з площею, що відводиться під транзистор, і навіть перевищує її. Спроба усунути хоча б частково цей недолік без зміни способу ізоляції призвела до створення транзистора, в якому ізолююча область сформована дифузією домішки n-типу на всю глибину епітаксійного шару до зіткнення з прихованим n + - шаром і використовується в якості колекторної області транзистора.

Ізоляція елементів напівпровідникових мікросхем за допомогою обратно-зміщеного p - n переходу крім зазначеного має й інші принципово непереборні недоліки. До них відносяться: велика паразитна ємність ізолюючих p-n переходів і поява додаткових паразитних елементів у структурі мікросхеми; необхідність подачі на ізолюючий p-n перехід певного за величиною і знаку напруги зсуву; наявність чотиришарових структур n-p-n і p-n-p типу, які володіють позитивним зворотним зв'язком по струму, внаслідок чого при впливі на них іонізуючих факторів збільшення струму через ці структури буде приводити до ще більшого його зростанню.

Зазначені недоліки не дозволяють домогтися істотних успіхів у зростанні швидкодії мікросхем, збільшення ступеня їх інтеграції, радіаційної стійкості і стабільності в інтервалі температур.

 Ізоляція діелектриком.

Конструкція інтегрального транзистора , ізольованого від сусідніх елементів мікросхеми за допомогою діелектрика. Плівка діелектрика (SiO2) і непровідна підкладка усувають кардинальним обрізом недоліки, властиві ізоляції p-n переходами. Але для здійснення такого способу ізоляції необхідний досить складний технологічний процес, що включає в себе операції з розміщення в діелектричному матеріалі острівців монокристалічного кремнію і операції з формування p-n переходів у цих острівцях. Важкий підбір матеріалу діелектричної положки для цієї конструкції, оскільки коефіцієнти термічного розширення підкладки і монокристалічного кремнію повинні збігатися, інакше проведення операцій, пов'язаних з нагріванням, стане неможливим через викривлення структур і появи дефектів в кристалічній решітці кремнію.

Основними недоліками конструкцій з діелектричної ізоляцією елементів є: складний технологічний процес і малий вихід придатних мікросхем;

поганий відвід тепла від елементів мікросхеми в підкладку , оскільки тепловий опір діелектричних матеріалів в десятки разів більше теплового опору монокристалічного кремнію ;

труднощі створення розводки за порівняно великого перепаду висот рельєфу поверхні в структурах КНД ;

висока щільність дефектів структури в ізольованих острівцях кремнію і низька відтворюваність параметрів елементів мікросхем .

Комбінована ізоляція поєднує технологічність ізоляції p - n переходом і високі якості діелектричної ізоляції : елементи мікросхеми з боку підкладки ізольовані обратно - зміщеними p - n переходами , а з бічних сторін - діелектриком (оксидом , склом , керамікою , полікремнію і т.д.). Таким чином , ізоляція p - n переходами замінюється ізоляцією діелектриком в найбільш вразливому приповерхневому шарі і з бічних сторін .

Найбільшого поширення сьогодні набули такі варіанти комбінованої ізоляції , як локальне окислення ( ізопланарной технологія) і вертикальне анізотропне травлення з подальшому заповненням канавок полікристалічний кремній ( поліпланарная технологія) .

В основі технологічних процесів лежить локальне наскрізне " прокісленіе " або протравлення тонкого ( 2 ... 3 мкм) епітаксійного шару кремнію n - типу , в результаті цей шар виявляється розділеним на острівці , в яких формуються елементи мікросхем .

Комбінована ізоляція дозволяє зменшити паразитні ємності ізольованих областей на підкладку за рахунок усунення бічних ділянок p - n переходів , усунути струми витоку в області виходу p - n переходів на поверхню і на бічних ділянках p - n переходів . У той же час при методі комбінованої ізоляції вдається забезпечити хороші умови тепловідведення і збільшити ступінь інтеграції елементів в мікросхемі за рахунок скорочення площі, що відводиться під ізоляцію .

СРС №17

Класифікація підсилювачів

Підсилювачі класифікуються за такими ознаками:

1) призначення;

2) частота сигналу, що підсилюється;

3) форма сигналу;

4) характер зміни з часом сигналу, що підсилюється.

Усі ці ознаки накладають специфічні вимоги до побудови конкретних схем підсилювачів.

За призначенням підсилювачі поділяються на підсилювачі напруги, струму та потужності. Тобто вони забезпечують на виході необхідний рівень напруги, струму або потужності (хоча за своєю суттю усі вони є підсилювачами потужності).

У підсилювача напруги R_дж<< R_вх; R_вих >> R_н і, в результаті, відносно великі зміни напруги на навантаженні забезпечуються за незнач­них змін вхідного та вихідного струмів.

У підсилювача струму R_дж >> R_вх; R_вих >> R_н і протікання струму необхідного значення у вихідному колі відбувається за малих значень напруги у вхідному та вихідному колах.

У підсилювача потужності R_дж = R_вх; R_вих = R_н, за рахунок чого забезпечується максимальна потужність як у вхідному, так і у вихід­ному колах (узгоджений за потужністю режим роботи).

За частотою підсилювачі поділяються на підсилювачі низької часто­ти (від одного герца до десятків кілогерц), середньої частоти (від десят­ків кілогерц до мегагерца) та високої частоти (більше за мегагерц).

За смугою частот робочого діапазону бувають широкосмугові підсилювачі й вибіркові (забезпечують підсилення у дуже вузькому діа­пазоні частот, в ідеалі – сигналів однієї частоти).

За формою сигналу, що підсилюється, вони поділяються на підсилю­вачі гармонічних та імпульсних сигналів.

За характером зміни вхідного сигналу з часом бувають підсилювачі постійного та змінного струму.

Найпростіший вузол, що забезпечує підсилення електричного сигна­лу, називається підсилюючим каскадом.

За видом зв'язку між джерелом сигналу, каскадами та навантажен­ням підсилювачі поділяються на підсилювачі з безпосереднім, резистивним, оптронним, резистивно-ємнісним, трансформаторним або резонансно-трансформаторним зв'язком.

Перші три види зв'язку можуть використовуватися у підсилювачах як постійного, так і змінного струму, решта – тільки у підсилювачах змінного струму.

Надалі ми будемо розглядати лінійні підсилювачі, у яких пропорційним змінам вхідного сигналу відповідають пропорційні зміни вихідного.

СРС №18

Робочі режими елементів підсилювача

Активними елементами підсилювачів є транзистори і електронні лампи, які включаються між вхідним і вихідним пристроями. Енергетичні та якісні показники підсилюючих елементів визначаються їх режимом роботи. Режим ламп і транзисторів вибирають по навантажувальним характеристикам, які будують у відповідних сімействах статичних характеристик.

Залежно від вибору вихідного режиму роботи підсилювачного елемента і амплітуди сигналу розрізняють три основних робочих режиму - А, В і С; Розглянемо їх стосовно транзисторів.

У режимі А початкове положення робочої точки на навантажувальній прямий і амплітуду вхідного (керуючого) струму вибирають так, щоб робоча точка розташовувалася посередині робочої ділянки MN навантажувальної прямої (рис. 80, а), де зміни струму І_к прямо пропорційні змінам керуючого струму.

У цих умовах роботи нелінійні спотворення будуть мінімальними. При посиленні малих сигналів початкове положення робочої точки вибирають так, щоб споживання потужності від джерела було мінімальним, а коефіцієнт передачі струму найбільшим. При посиленні сигналів з великою амплітудою робочу точку О вибирають посередині робочого ділянки MN при керуючому струмі спокою I_Сб = I_бз (рис. 18.1,6).

Для забезпечення обраного режиму роботи у вхідному ланцюзі задають початковий постійний струм бази (струм спокою) I_Об = I_бз, при цьому амплітуда струму бази не повинна виходити за межі робочої області, тобто перевищувати I_бm - I_бз. За обраною робочою точкою визначають початкові значення струму I_ок (див. рис. 80, а) і напруги U_ок, а також їх амплітудні значення І_кт і U_кm, за якими розраховують: потужність, що розсіюється колектором в режимі спокою Р_0к = I_окU_ок; корисну потужність в навантаженні Р_к = 1/2 I_ктU_кm; коефіцієнт передачі по струму Kт = Iкт / Iбm.

Рис. 18.1. Вихідні (а, в) і вхідні (б) характеристики підсилювальних елементів

Потім по вхідний навантажувальної або усередненої (типової) статичній характеристиці (див. рис. 18.1, б) знаходять амплітуду змінної напруги на вході Uбm. Зазвичай для підсилювачів режиму А по цій характеристиці визначають подвійну амплітуду вхідного струму 21бт і напруги 2Uбт, після чого розраховують: вхідну потужність РВК = 1/2 IбmUбm; коефіцієнти підсилення по напрузі Kn = UKm / Uбm і потужності Км = Рк / Рвх, вхідний опір Rвх = Uбm / Iбm.

Нелінійність вхідний характеристики може викликати спотворення сигналу. Для зменшення спотворень доцільно знизити амплітуду вхідного сигналу.

У режимі А струм Ік через транзистор проходить як при сигналі , так і без нього, тому ККД підсилювача малий. Режим А кращий, коли потрібні мінімальні нелінійні спотворення, а вихідна потужність і ККД не мають вирішального значення. Зазвичай в цьому режимі працюють каскади підсилювачів напруги і малопотужні вихідні каскади .

У режимі В початкове положення робочої точки вибирають в області невеликих струмів колектора, близьких до Iкбо ( рис. 18.1 , в). Транзистор відкритий лише протягом половини періоду, тобто працює з відсічкою струму , кут якої дорівнює 90 °. Великий струм дозволяє збільшити вихідну потужність. У режимі В рівень нелінійних спотворення високий, тому цей режим використовується в двотактних схемах, компенсуючих зазначений недолік і дозволяють отримати велику вихідну потужність .

Проміжне становище між режимами А і В займає режим АВ, більш економічний, ніж А, і характеризується меншими нелінійними спотвореннями, ніж В. Застосовується цей режим в основному в двотактних схемах.

У режимі С початкове зміщення відповідає режиму відсічення. При відсутності сигналу транзистор струму не пропускає і починає працювати лише після того, як вхідний сигнал перевищує порогове значення, тому кут відсічення меньше 90 °. Режим С використовується, коли нелінійними спотвореннями можна знехтувати, але необхідна велика вихідна потужність підсилювача.

СРС №19

Ланцюги міжкаскадного зв'язку

Для передачі сигналу від одного каскаду до іншого застосовують різні схеми, звані схемами міжкаскадного зв'язку. Ці схеми одночасно служать для подачі живлячих напруг на електроди підсилюючих елементів, а також для додання підсилювача певних властивостей. Існує три види схем міжкаскадного зв'язку: безпосередня, резисторна і трансформаторна. Назва підсилювального каскаду визначається застосованої в ньому схемою міжкаскадного зв'язку.

У каскадах зі схемами безпосереднього міжкаскадного зв'язку називають такі схеми, в яких вихідний електрод попереднього каскаду з'єднується з вхідним електродом подальшого безпосередньо (рис.19.1). Основною перевагою каскадів з безпосереднім зв'язком є їх здатність посилювати сигнали з постійною складовою. Недоліком, що порушує нормальну роботу підсилювачів, є дрейф нуля. До додаткових недоліків каскаду з безпосереднім зв'язком відноситься трудність узгодження потенційних рівнів вихідних і вхідних ланцюгів. Безпосередній зв'язок використовують в підсилювачах постійного струму і в інтегральних мікросхемах.

Рис.19.1. Схема з безпосереднього зв'язку між каскадами

При резисторному (Резисторно-ємнісному) зв'язку застосовується розділовий конденсатор С1, який перегороджує шлях постійної складової напруги з вихідний ланцюга на вхід наступного каскаду (рис.19.2).

Рис.19.2 Резисторно-емнісний зв'язку між каскадами.

Резисторні каскади вільні від недоліків каскадів з безпосереднім зв'язком: вони не володіють дрейфом нуля, переданим на наступний каскад, і без утруднення дозволяють забезпечити необхідні напруги на підсилюючих елементах при живленні багатокаскадного підсилювача від одного джерела. Резисторні каскади мають гарну частотну характеристику, мають невеликі нелінійні спотворення і знаходять широке застосування.

Рис.19.3. Схема трансформаторної зв'язку

При трансформаторному міжкаскадному зв'язку використовується трансформатор (рис.19.3). Через первинну обмотку трансформатора, що включається в вихідну ланцюг підсилювального елемента, на вихідний електрод подається напруга живлення, а до вторинної приєднують вхідний ланцюг наступного каскаду. Змінна складова вихідного струму, проходячи через первинну обмотку, створює на ній напругу сигналу, трансформується у вторинну обмотку і подається на вхід наступного каскаду.

СРС №20

Властивості двохтактних кінцевих каскадів

Для отримання великих потужностей (від десятків - сотень Вт до десятків - сотень кВт) посилених сигналів в корисному навантаженні, а також для поліпшення деяких якісних параметрів вихідних каскадів застосовуються різні схеми двотактних каскадів УМ:

а ) двотактні каскади УМ з перехідним фазоінвертуючим і вихідним согласуючим трансформаторами ;

б) двотактні каскади з додатковим фазоінверсним каскадом з розділеним навантаженням і з трансформаторним вихідом;

в) безтрансформаторні двотактні каскади УМ на транзисторах та ін.

Кожна з цих схем має свої особливості. Вони можуть збиратися на потужних підсилювальних, або генераторних, або газорозрядних лампах, або на транзисторах .

Двотактні каскади УМ являють собою два симетрично розташованих плеча з однакових однотактних каскадів, з'єднаних загальними провідниками, із загальним джерелом живлення і загальним вихідом, працюючим на загальне навантаження.

Для збільшення корисної вихідної потужності в кожне плече можуть включатися по дві однакових паралельно з'єднаних потужних підсилювальних лампи.

Двотактні каскади можуть мати трансформаторну або безтрансформаторний резистивно-ємнісний зв'язок з предоконечним підсилювальним каскадом .

Вони можуть працювати в будь-якому режимі посилення , тобто у класах А, В , АВ і відповідне малим або великим ККД (до 10 ÷ 40%). У двотактних каскадах збільшується корисна вихідна потужність , що віддається в навантаженні , відповідно до режиму роботи і кількості підсилювальних ламп або транзисторів у плечі приблизно в два , чотири , вісім і більше разів порівняно з однотактним каскадом УМ . Застосування потужних генераторних ламп в двотактних схемах УМ дає можливість отримати корисну вихідну потужність до десятків і сотень кВт .

Крім того, симетричні трансформаторні схеми ( рис. 17 , а ) двотактних каскадів УМ не мають заземленой точки як для симетричної вхідний , так і для вихідний ланцюгів , що часто є дуже важливою їх перевагою.

Напруга зсуву на сітки підсилювальних ламп обох плечей знімається з одного загального резистора Rк або подається від спеціального додаткового джерела. При цьому резистор Rк , через який протікають однакові струми обох ламп

Iк0 - Ia01 + Ia02 , іноді при гарній симетрії плечей може не шунтуватися конденсатором C_к .

На графіку часових діаграм ( рис. 17 , б) показано , що при відсутності вхідного сигналу, коли U_вх = 0, на сітки обох ламп через вторинні полуобмотки перехідного трансформатора подаються однакові за величиною негативні напруги зсуву - U_c01 = - U_c02 = - I_к0 * R_к . (Це в режимі класу А або класу АВ.) При цьому в анодних ланцюгах кожного плеча схеми, показаної на рис. 17, течуть однакові за величиною постійні складові анодних струмів I_а01 = I_а02, які при проходженні через первинні полуобмоткі вихідного трансформатора мають протифазні напрями.

Внаслідок цього їх магнітні потоки взаємно компенсуються, а сердечник трансформатора працює, не подмагнічуїсь постійній складовой анодних струмів , а також парними гармоніками підсилюється сигналу . Це явище дає можливість зменшити габарити , масу , вартість трансформатора , а також дозволяє здійснювати посилення сигналів на лінійній ділянці кривої намагнічування сердечника трансформатора з меншими нелінійними і частотними спотвореннями. Зменшуються також фон змінного струму і вплив зовнішніх перешкод.

СРС №21

Дрейф нуля у підсилювачах постійного струму

Дрейфом нуля ( нульового рівня) називається мимовільне відхилення напруги чи струму на виході підсилювача від початкового значення. Цей ефект спостерігається і при відсутності сигналу на вході. Оскільки дрейф нуля проявляється таким чином, начебто він викликаний вхідним сигналом ППС , то його неможливо відрізнити від справжнього сигналу. Існує досить багато фізичних причин, що обумовлюють наявність дрейфу нуля в ППС . До них відносяться нестабільності джерел живлення, температурна і тимчасові нестабільності параметрів транзисторів і резисторів, низькочастотні шуми, перешкоди і наведення . Серед перерахованих причин найбільшу нестабільність вносять зміни температури, викликаючі дрейф. Цей дрейф обумовлений тими ж причинами, що і нестабільність струму колектора підсилювача в режимі спокою змінами I_кбо , U_бео. Оскільки температурні зміни цих параметрів мають закономірний характер , то в деякій мірі можуть бути скомпенсовані. Так, для зменшення абсолютного дрейфу нуля ППС необхідно зменшувати коефіцієнт нестабільності S_нс . Абсолютним дрейфом нуля U _вих , називається максимальне мимовільне відхилення вихідної напруги ППС при замкнутому вході за певний проміжок часу. Якість ППС зазвичай оцінюють по напрузі дрейфу нуля, наведеного до входу підсилювача:

е_др= U_вых / K_u

Наведений до входу підсилювача дрейф нуля не залежить від коефіцієнта посилення по напрузі і еквівалентний брехливому вхідному сигналу.

Способи зменшення дрейфу нуля:

1) Термостатування. Схема поміщається в термостат, де підтримується постійна температура.

2) Температурна компенсація. Застосовуються всі способи температурної компенсації нестабільності робочого режиму.

3) Використання ООС.

4) Застосування спеціальних паралельно-балансних каскадів, що мають малий дрейф нуля.

СРС №22

Процес самозбудження

Самозбудження генератора з паралельним збудженням відбувається за дотримання таких умов:

1) наявності залишкового магнітного потоку полюсів;

2) правильного підключення кінців обмотки збудження або правильного напряму обертання.

Крім того, опір кола збудження R_з при даній швидкості обертання n повинен бути меншим за деяке критичне значення або швидкість обертання при даному R_з повинна бути вищою деякої критичної величини [2].

Для самозбудження достатньо, щоб залишковий потік складав 2-3% від номінального. Залишковий потік такої величини практично завжди є у машини, яка вже працювала. Машину, яку щойно виготовили, або машину, яка за якимись причинами розмагнітилася, необхідно намагнітити, пропускаючи через обмотку збудження струм від стороннього джерела живлення.

При дотриманні необхідних умов процес самозбудження протікає в такий спосіб. Невелика ЕРС, яка індукується в якорі залишковим магнітним потоком, викликає в обмотці збудження малий струм І_з. Цей струм викликає збільшення потоку полюсів, як наслідок, збільшення ЕРС, що обумовлює подальше збільшення струму збудження І_з і т.д. Такий лавиноподібний процес самозбудження продовжується доти, поки напруга генератора не досягне сталого значення.

Якщо підключення кінців обмотки збудження або напрям обертання неправильні, то виникає струм І_з зворотного напряму, що викликає послаблення залишкового потоку і зменшення ЕРС, внаслідок чого самозбудження неможливе. В такому випадку необхідно переключити кінці обмотки збудження або змінити напрям обертання. Щодо дотримання цих умов можна переконатися, стежачи за допомогою вольтметра з малими межами вимірювання за напругою якоря при замиканні і розмиканні кола збудження.

Полярність затискачів генератора при самозбудженні визначається полярністю залишкового потоку. Якщо при заданому напряму обертання полярність генератора необхідно змінити, то потрібно перемагнітити машину шляхом подачі струму в обмотку збудження від стороннього джерела.

Розглянемо докладніше процес самозбудження на холостому ході.

На рис. 22.1, а крива 1 є характеристикою холостого ходу (ХХ), а пряма 2 – так званою характеристикою кола збудження або залежністю U_з = R_зІ_з, де R_з = const – опір кола збудження, включаючи опір регулювального реостата.

 

Рисунок 22.1 – Самозбудження генератора з паралельним збудженням при різних опорах кола збудження (а) і при різних швидкостях обертання (б)

 

У процесі самозбудження І_з ≠ const, напруга на кінцях кола збудження

                                         ,                                      (2.26)

де L_з – індуктивність кола збудження.

Напруга якоря на холостому ході (І = 0)

                                                                                         (2.27)

зображається на рис. 2.14, а кривою 1. Оскільки струм І_з малий, то практично U = E. Але в генератора паралельного збудження U = U_з. Тому різниця ординат кривої 1 і прямої 2 на рис. 2.14, а складає    і характеризує швидкість і напрям зміни І_з. Якщо пряма 2 проходить нижче кривої 1, то  струм І_з зростає і машина самозбуджується до напруги, що відповідає на рис. 2.14, а точці перетину кривої 1 і прямої 2, у якій     і тому зростання І_з припиниться.

З розгляду рис. 2.14, а випливає, що зростання І_з і, як наслідок, U_a спочатку відбувається повільно, потім прискорюється і до кінця процесу знову сповільнюється. Процес самозбудження припиняється або обмежується в точці а' внаслідок криволінійності характеристики ХХ. При відсутності насичення напругаU теоретично зросла б до U = ∞.

Якщо R_з збільшити, то замість прямої 2 отримаємо пряму 3 (рис. 2.14, а). Процес самозбудження при цьому сповільнюється і напруга машини, обумовлена точкою а", буде меншою. При подальшому збільшенні R_з отримаємо пряму 4, дотичну до кривої 1. При цьому машина буде знаходитися на межі самозбудження: при невеликих змінах n або R_з (наприклад, внаслідок нагрівання) машина може розвивати невелику напругу або втрачати її. Значення R_з, що відповідає прямій 4, називається критичним (R_з.кр). При R_з > R_з.кр (пряма 5) самозбудження неможливе і напруга машини визначається залишковим потоком.

Зі сказаного випливає, що генератор паралельного збудження може працювати тільки за наявності визначеного насичення магнітного кола. За допомогою зміни R_з можна регулювати U до значенняU = U_мін, що відповідає початкові коліна кривої характеристики ХХ. У машинах звичайного виконанняU_мін = (0,65÷0,75)U_ном.

ЕРС Е пропорційна n і для різних значень n₁ > n₂ > n₃ отримаємо характеристики ХХ, зображені на рис. 22.1, б кривими 1, 2, 3. З цього рисунка видно, що при деякому значенні R_з у випадку кривої 1 маємо стійке самозбудження, при кривій 2 машина знаходиться на межі самозбудження і при кривій 3самозбудження неможливе. Тому для кожного даного значення R_з є таке значення швидкості обертанняn =n_кр (крива 2 на рис. 22.1, б), нижче якого самозбудження неможливе. Таке значення  n = n_крназивається критичною швидкістю обертання.

СРС №23

Режими роботи генераторів

Вихідний режим роботи електронного генератора устанавлюється напругою зміщення, що визначає положення робочої точки на характеристиках . У сталому режимі розрізняють два основні режими електронних генераторів : режим коливань I роду і режим коливань II роду .

Режим коливань І роду одержують при «малому» сигналі , коли генератор працює з кутом відсічення φ = 180° (режим А). При «великому» сигналі генератор працює з нижньою відсічкою колекторного (анодного) струму з кутом φ = 90 °. Імпульси струму в цьому режимі відносять до коливань ІІ роду, а роботу транзисторів (ламп) - до режиму В (при φ = 90 °) або С (при φ < 9О °). Для генераторів з зовнішнім збудженням, використовуваним як підсилювач потужності, переважні режими В і С, при яких забезпечується більш високий коефіцієнт посилення і к. к. д.

У транзисторних схемах при відкритому емітерному переходу транзистор може знаходитися в активному стані або в насиченні. За цією ознакою застосовувані в генераторах режими роботи можна розділити на недонапружений , критичний і перенапружений. Якщо робоча точка в період коливань знаходиться в активній області А сімейства колекторних характеристик (рис. 23.1, а), режим роботи генератора є недонапруженим. Він характеризується відносно малим струмом бази, косинусоидальной формою імпульсу колекторного струму, великою потужністю розсіювання на колекторі, малим к. к. д. вихідного ланцюга.

Рис. 23.1

При переході робочої точки в період коливань в область насичення Н режим роботи генератора стає перенапруженим. Він характеризується відносно великим струмом бази, внаслідок чого у верхній частині імпульсу колекторного струму з'являється характерний провал (рис. 23.1, б), високим к. к. д. вихідного ланцюга, малим впливом змін навантаження на вихідну напругу. Недоліком перенапруги режиму є зростання потужностей збудження і їх розсіювання у вхідному ланцюзі, а також деяке зниження коливальної потужності і коефіцієнта підсилення.

Між розглянутими граничними режимами лежить критичний (оптимальний) режим, якому відповідає лінія критичного режиму, через точки різкого спаду коллекторного струму (пряма 1 на рис. 23.1, а). У цьому режимі струми бази відносно невеликі і не викликають суттєвих спотворювань форми імпульсу колекторного струму, невелика і потужність збудження, а потужність і к.к.д. вихідного ланцюга близькі до макмаксимальних.

Іноді на сімействі колекторних характеристик наводиться лінія параметричного режиму І_к.пр = ф(Uке), що відображає залежність підсилювальних властивостей транзистора від колекторного струму і напруги ( пряма 2 на рис. 23.1, а). По ходу цієї лінії лежить область граничного режиму роботи генератора. Зліва від цієї лінії лежить область параметричного режиму з різко мінливою залежністю параметрів транзистора від режиму роботи, а праворуч - область допараметріческого режиму, якій притаманне сталість параметрів транзистора.

При роботі з нижньою відсічкою колекторний струм має форму періодично повторюваних імпульсів. При подачі косинусоідальної збудливої напруги і роботі в недонапружному режимі кожен імпульс колекторного струму являє собою частину косінусоіди . Відомо, що всяка періодична функція може бути розкладена в тригонометричний ряд Фур'є. Внаслідок цього імпульси колекторного струму можна представити у вигляді суми, яка містить постійну складову І_ко (середнє значення) розглянутого струму і ряд змінних складових (гармонік ) І_к1т , І_к2т , ... , І_кпт .

Гармонійний склад імпульсів колекторного струму та їх амплітуди істотно залежать від кута відсічення φ і максимального значення Ікт імпульсу струму. Максимальний струм Ікт в імпульсіу критичному та недонапруженому режимах визначають по сімейству статичних характеристик транзистора при напругах

U_{б макс} = Е_еб і U_{к мін} = U_кт-Ек

СРС №24

Параметрична стабілізація частоти генераторів

Параметрична стабілізація частоти досягається підбором елементів схеми (конденсаторів, котушок індуктивності, резисторів, транзисторів і ін.), параметри яких в процесі роботи змінюються мало. Температурний вплив зменшують, застосовуючи термічну герметизацію контурів генераторів в спеціальних термостатах, використовуючи конденсатори з негативним ТКЕ, що компенсують збільшення ємності інших елементів схеми. Вплив коливань живлячих напруг знижують, застосовуючи стабілізатори напруги та струму. Електромагнітні впливи послаблюють, раціонально розміщуючи елементи схеми і екрануючи їх.

СРС №25

Тема: періодична послідовність імпульсів.

Вивчення спектрів розпочинається з періодичних імпульсних відеосигналів.

Імпульсними називаються струми і напруги кінцевої енергії, миттєві значення яких відмінні від нуля впродовж деякого (як правило, досить невеликого) інтервалу часу.

Періодичні послідовності імпульсів (рис. 1) відносяться до періодичних несинусоїдних процесів і знаходять широке використання в радіоелектроніці.

Рисунок 1 – Періодична послідовність імпульсів

Періодичні послідовності імпульсів характеризуються їх формою, тривалістю , періодом повторення  (або частотою   ), висотою (максимальним значенням) – .

Тривалість імпульсів  знаходять на деякому рівні від висоти  (у границі на нульовому рівні), або як інтервал часу, в якому міститься визначена потужність імпульсу (зазвичай 90 або більше).

Інколи вводиться також вторинний параметр – щілинність:

.

Періодична послідовність імпульсів, описується функцією , яка задовольняє умови Діріхле і може бути подана нескінченим рядом (рядом Фур’є) гармонік з частотами, кратними частотам слідування , :

, (1)

де  – комплексна амплітуда

-ї гармоніки, – постійна складова імпульсів (середнє значення).

Сукупність амплітуд гармонік  називають спектром амплітуд або амплітудно-частотним спектром (АЧС).

Сукупність початкових фаз  називають спектром фаз або фазочастотним спектром (ФЧС).

АЧС і ФЧС зображують у вигляді графіків, в яких за віссю абсцис відкладають частоту ( або ), а за віссю ординат – амплітуди гармонік у АЧС і початкові фази у ФЧС (рис. 2). Властивістю спектра періодичного коливання є поступове зменшення амплітуд гармонік зі зростанням їх частоти. Це дозволяє оперувати з нескінченними межами сум у (1), а з сумами обмеженими . Кожній парі ординат графіків АЧС і ФЧС відповідна частота однієї з гармонік, тобто , , повністю визначають параметри цієї гармоніки. Наприклад, на рис. 3 побудована у функції часу друга гармоніка спектра з частотою , амплітудою  і зсувом максимуму косинусоїди вправо (відносно ) на відрізок часу пропорційний .

Оскільки середня потужність періодичного сигналу є сумою потужностей гармонічних складових сигналу і потужності сталої складової, ширина спектра визначається частотою коливання з амплітудою , яка ще впливає на значення середньої потужності на заданому рівні:

.

Рисунок 2 – Графіки АЧС (а) і ФЧС (б)

У тих випадках, коли  – парна функція часу,  в (1) дорівнює нулю або . Для непарної функції, навпаки, ряд Фур’є складається тільки із синусоїдних коливань, тобто  дорівнює  або .

У двох послідовностях імпульсів  і , які відрізняються тільки початком відліку часу, АЧС однакові, а відрізняються тільки їх ФЧС. Дійсно, якщо , тоді

 (2)

Таким чином, при зсуві сигналу на  фази його гармоніки змінюється на .

Як ілюстрації наведемо результати розкладу в ряд Фур’є періодичної послідовності прямокутних імпульсів (рис. 4), яку аналітично можна записати у вигляді:

Рисунок 4 – Періодична послідовність прямокутних імпульсів

На підставі (2)  можна подати у вигляді:

. (3)

Обвідна амплітуд спектра визначається значеннями функції:

,

де , при , тобто ,  і амплітуди гармонік дорівнюють нулю.

Позитивним значенням  відповідають нульові значення фаз гармонік, від’ємним – початкові фази рівні , тому що , тобто початкові фази гармонік у (3) визначаються як:

Графіки АЧС і ФЧС наведено на рис. 5 Графіки побудовано для щільності . Такі спектри мають назву дискретних.

При змінюванні тривалості імпульсів або частоти їх повторення змінюються і спектри. Рис. 6 ілюструє зміни у спектрах при збільшенні тривалості імпульсів  і незмінній частоті повторення . При збільшенні тривалості імпульсів відбувається «стиснення» спектра – гармонічні складові, які мають найбільші амплітуди, зсуваються в область більш низьких частот. Інтервали між спектральними лініями за частотою не змінюються.

Якщо спрямувати період до нескінченності, амплітуди зменшаться до нескінченно малих величин, а спектральні лінії наблизяться одна до одної, тобто спектр стане суцільним. Відбудеться перехід від періодичної послідовності до одиночного імпульсу.

Рисунок 6 – Вплив тривалості імпульсів на АЧС

Якщо початок відліку часу не збігається з серединою імпульсів (рис. 8,а), відповідно до формули (3) змінюється тільки ФЧС, як показано на рис. 8,б.

Спектри неперіодичних одиночних сигналів оцінюється, так званою, спектральною густиною , у відповідності з перетворенням Фур’є:

.

Модуль спектральної густини має розмірність В/Гц або А/Гц в залежності від розмірності сигналу (В або А).

Відновлення одиночного сигналу за його спектральною густиною виконується за допомогою оберненого перетворення Фур’є:

.

Рисунок 8 – Вплив початку відліку часу на ФЧС

Спектральна густина одиночного прямокутного імпульсу висотою  і тривалістю  описується виразом:

.

Частотна залежність модуля спектральної густини  (АЧС) і частотна залежність аргументу спектральної густини  (ФЧС) одиночного прямокутного імпульсу наведені на рис. 9.

Для розрахунку відгук кіл спектральним методом використовують комплексний коефіцієнт передачі кола , який дозволяє визначити вихідні сигнали у випадках:

а) періодичного сигналу –

періодичний послідовність імпульс спектр амплітуда

де , , – комплексна амплітуда, амплітуда і початкова фаза -ї гармоніки вхідного сигналу відповідно; , ,  – комплексний коефіцієнт передачі, значення АЧХ і ФЧХ кола для частоти -ї гармоніки вхідного сигналу відповідно;

б) неперіодичного сигналу –

,

де  – спектральна густина вхідного сигналу.

Розглянуті вище сигнали мають спектри в області низьких частот і такі сигнали називають відеосигналами. На відміну від них, радіосигнали з амплітудною, частотною або фазовою модуляцією мають спектри, сконцентровані поблизу носійної частоти .

Рисунок 9 – АЧС (а) і ФЧС (б) одиночного прямокутного імпульсу наведеного на рис. 8,а

Якщо у носійного коливання , амплітуда змінюється за законом  відносно деякого середнього рівня , формується амплітудно-модульоване коливання (АМК), яке можна записати у вигляді:

,

де постійний коефіцієнт  вибраний таким, щоб амплітуда коливань була завжди додатною.

Якщо модулююче коливання  містить декілька гармонічних складових, які подані рядом:

, (4)

тоді модульоване коливання набуває вигляду:

, (5)

де величини  – парціальні (часткові) коефіцієнти модуляції, .

Подамо модулюючий сигнал (4) в іншому вигляді, пронормувавши амплітуди гармонік за амплітудою першої гармоніки.

,

де ;  – нормовані амплітуди гармонік.

Тоді у виразі (5) парціальний коефіцієнт модуляції -ї гармоніки можна подати як:

.

Спектр АМК (1) після тригонометричних перетворень набуває вигляду

 (6)

Якщо АЧС модулюючого коливання має вигляд, наведений на рис. 2, а), тоді у відповідності до (2) матимемо спектр АМК, представлений на рис. 10.

Рисунок 10 – АЧС амплітудно-модульованого коливання

Таким чином, спектр АМК можна подати як перенесений на носійну частоту спектр модулюючого відеосигналу. Спектр містить носійне коливання і дві бокові смуги частот – «нижню» з частотами  і «верхню» з частотами . Рівень бокових частот визначається відповідними коефіцієнтами глибини модуляції , а ширина спектра дорівнює . Такий спектр відповідає радіосигналу.

Частковим випадком АМК є балансна модуляція або амплітудна маніпуляція, коли радіосигнал отримуємо у вигляді:

.

При цьому у випадку модулюючого сигналу  з дискретним спектром (4) спектр радіосигналу (2) відрізнятиметься відсутністю носійного коливання.

У випадку, коли балансна модуляція здійснюється неперіодичним сигналом, спектральна густина радіосигналу має вид:

,

де – спектральна густина модулюючого відеосигналу.

Наприклад, спектральна густина радіосигналу на разі модулюючого коливання у вигляді одиночного прямокутного радіоімпульсу за умов балансної модуляції описується виразом:

.

Таким чином, амплітудна маніпуляція одиночним сигналом призводить до переносу спектра модульованого сигналу в область частот .

Наявність від’ємних частот при спектральному аналізі пояснюється комплексною формою запису ряду Фур’є, або інтеграла Фур’є, в яких дійсна змінна часу коливання  формується за допомогою векторів, що обертаються як у додатному напрямі з частотою , так і у від’ємному з частотою .

СРС №26

Тема: Загальні відомості про імпульсні генератори.

Імпульсні генератори – складають частину дуже багатьох електронних приладів, причому домінуюче місце вони займають в цифрових системах оброблення сигналів. Імпульсні генератори будуються на різних елементах. Основним вузлом генератора являється час задаючий ланцюгом на елементах L, R, C. Пасивні елементи застосовуються в сполученні з активними. Враховуючи паразитне розподілення опорів, індуктивності і ємностей і розділення параметрів електричних пристроїв, можна уявити собі всю складність обрахунку імпульсних генераторів для використання в широкому діапазоні частот.

Для спрощення інженерних розрахунків параметрів генераторів можна використовувати приближений метод представлений опором реактивних елементів. Залежність струм І, протікаючого через ємність С, від прикладеної напруги U визначається вираженим Позначимо

dU=IdR_C,

де R_C – деякі еквівалентні опори ємності. Тоді Інтегруючи одержимо . Аналогічні перетворення проведемо до індуктивності, виходячи із формули . Позначимо dl=Udq_L, де q_L – деякий еквівалентний провідник індуктивності. Тоді В результаті реактивні елементи зводяться до деякого активного аналогу. Тепер для розрахунку параметрів складного ланцюга, складаючогося із великої кількості елементів L і C, можна використовувати закон постійного струму, а вони, як відомо, більш доступні і прості.

Для очевидності проведених перетворень розглянемо прості і широко розповсюджені приклади. Почнемо з підключення джерела постійної напруги де RС ланцюги.

Мал. 1

При заміні ємності еквівалентним опором одержимо формулу для струму і для напруги

Якщо врахувати, що , то одержимо ; при маємо . Тут при і при . Напруга на конденсаторі змінюється по закону, близькому до експоненціальному.

Тепер розглянемо підключений до джерела напруги RL ланцюга. Напруга на індуктивності буде виражатися формулою , де . Якщо , то , а при . Закон зміни цієї напруги близький до експоненціального: . Визначимо різницю між цими формулами . Графік залежності А₁ від a показаний на мал. 1, б. Як видно з графіка, максимум значення А₁ досягається призначення a=2…3. Значення похибки А₁ можна зменшити, якщо ввести деякий емпіричний коефіцієнт. На тому ж малюнку проведені ламані для функції Враховуючи ці функції, можна значно підвищити точність інженерних розрахунків.

СРС №27

Тема: Розрахунок мультивібратора. Методика розрахунків.

Імпульсні генератори – складають частину дуже багатьох електронних приладів, причому домінуюче місце вони займають в цифрових системах оброблення сигналів. Імпульсні генератори будуються на різних елементах. Основним вузлом генератора являється час задаючий ланцюгом на елементах L, R, C. Пасивні елементи застосовуються в сполученні з активними. Враховуючи паразитне розподілення опорів, індуктивності і ємностей і розділення параметрів електричних пристроїв, можна уявити собі всю складність обрахунку імпульсних генераторів для використання в широкому діапазоні частот.

Для спрощення інженерних розрахунків параметрів генераторів можна використовувати приближений метод представлений опором реактивних елементів. Залежність струм І, протікаючого через ємність С, від прикладеної напруги U визначається вираженим Позначимо

dU=IdR_C,

де R_C – деякі еквівалентні опори ємності. Тоді Інтегруючи одержимо . Аналогічні перетворення проведемо до індуктивності, виходячи із формули . Позначимо dl=Udq_L, де q_L – деякий еквівалентний провідник індуктивності. Тоді В результаті реактивні елементи зводяться до деякого активного аналогу. Тепер для розрахунку параметрів складного ланцюга, складаючогося із великої кількості елементів L і C, можна використовувати закон постійного струму, а вони, як відомо, більш доступні і прості.

Для очевидності проведених перетворень розглянемо прості і широко розповсюджені приклади. Почнемо з підключення джерела постійної напруги де RС ланцюги.

Мал. 1

При заміні ємності еквівалентним опором одержимо формулу для струму і для напруги

Якщо врахувати, що , то одержимо ; при маємо . Тут при і при . Напруга на конденсаторі змінюється по закону, близькому до експоненціальному.

Тепер розглянемо підключений до джерела напруги RL ланцюга. Напруга на індуктивності буде виражатися формулою , де . Якщо , то , а при . Закон зміни цієї напруги близький до експоненціального: . Визначимо різницю між цими формулами . Графік залежності А₁ від a показаний на мал. 1, б. Як видно з графіка, максимум значення А₁ досягається призначення a=2…3. Значення похибки А₁ можна зменшити, якщо ввести деякий емпіричний коефіцієнт. На тому ж малюнку проведені ламані для функції Враховуючи ці функції, можна значно підвищити точність інженерних розрахунків.